MPQ8633性能指标测试与调测分享
目錄
基于MPQ8633A測試分析
1. 開關電源的三種基本拓撲結構：
1.1 buck電路的基本拓撲以及原理
2. CCM,DCM,BCM 概論
2.1 PWM,PFM,PSM三種控制方法的優缺點
2.2 DCDC BUCK各種模式
2.3 CCM,DCM,BCM的介紹以及區別
2.4 CCM與DCM的區別
3.MPQ8633A外部器件選型
3.1芯片拓撲圖以及管腳定義
3.2 DEMO板原理圖以及外部器件選型
4.測試過程中遇到的問題:
4.1測試輸出電壓時線材阻抗問題
4.2 在上電測試時，滿載時（12A）出現臺階問題
4.3混淆輸入過壓保護，以及輸出過壓保護
前言
進一步學習BUCK，從DCDC芯片MPQ8633A深入理解
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第一個是Buck、第二個是Boost，第三個是Buck-Boost（有的文檔也稱為反極性Boost）。如果電感連接到地，就構成了升降壓變換器（BUCK-BOOST），如果電感連接到輸入端，就構成了升壓變換器(BOOST)。如果電感連接到輸出端，就構成了降壓變換器(BUCK)。
同步BUCK和非同步BUCK
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非同步BUCK
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當PWM驅動高電平使得NMOS管T導通的時候，忽略MOS管的導通壓降，等效如圖2，電感電流呈線性上升，MOS導通時電感正向伏秒為：
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當PWM驅動低電平的時候，MOS管截止，電感電流不能突變，經過續流二極管形成回路（忽略二極管電壓），給輸出負載供電，此時電感電流線性下降，MOS截止時電感反向伏秒為：
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伏秒法則：：在穩態工作的開關電源中電感兩端的正伏秒值等于負伏秒值。伏秒數也稱為伏秒積，即電感兩端的電壓V和開關動作時間T二者的乘積。
在開關導通的時候，電感兩端電壓是Vi-Vo。
在開關斷開的時候，輸出端電壓為Vo，二極管導通，那么電感右側就是Vo，電感左側接的是-Vd，所以此時電感兩端電壓是Vo+Vd。
整個電路穩定之后，因為負載電流恒定，那么一個周期時間之內，在開關導通時電感電流增加的量，要等于開關截止時，電感電流減小的量，即電感充了多少電就要放多少電，不然負載的電流或者電壓就要發生變化。
即一個周期內，電感電流增大量等于減小量。
然后又因為U=Ldi/dt，di/dt=U/L，L不變，所以電感電流變化速度與電壓成正比。
簡單說就是，電感電流上升或下降的斜率與電壓成正比。
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斜率與電壓成正比，電感電流上升的高度與下降高度又相同，那上升時間不就和電壓成反比了嗎？
所以，自然就有了：
Ton/Toff=(Vo+Vd)/(Vi-Vo)
2.CCM,DCM,BCM 概論
要使BUCK電路輸出電壓。需要控制MOS管的開通與關斷；而控制方法有PWM脈沖寬度調制法，PFM脈沖頻率調調制法和PSM脈沖跨周期調制；以下將以PWM脈寬調制法來控制MOS的開通與關斷，并分析在電路在工作中的狀態、波形、參數計算與分析。為了方便分析，作如下假定：MOS管、二極管都是理想二極管，導通時相當于短路、截止時相當于斷路。電感、電容也是理想元件，只考慮其本身的感抗和容抗。BUCK電路的工作狀態可根據電感電流是否減少到零 ，可分為連續電流模式（CCM）、斷續電流模式（DCM）、臨界電流模式（BCM）。以下將針對不同的工作模式進行穩態計算分析。
2.1PWM,PFM,PSM三種控制方法的優缺點
PWM方式有以下優點:控制電路簡單，易于設計與實現，輸出紋波電壓小，頻率特性好，線性度高，并且在重負載的情況下有比較高的效率。PWM是從處理器到被控系統信號都是數字形式的，再進行數模轉換。可將噪聲影響降到最低。其缺點是隨著負載的變輕，其效率也下降，尤其是輕負載的情況下，其效率很低。PWM 由于誤差放大器的影響，回路增益及響應速度會受到限制。
PFM方式的優點是:在輕負載的情況下，效率很高，并且頻率特性也十分好。對于外圍電路一樣的 PFM 和 PWM 而言,其峰值效率 PFM 與 PWM 相當,但在峰值效率以前,PFM 的效率遠遠高于 PWM 的效率,這是 PFM 的主要優勢，但是在重負載的情況下，其效率會明顯低于PWM方式，并且由于其紋波的頻譜比較分散，沒有多少規律，這使得濾波電路的設計變得十分復雜與困難。
PSM方式的優點是:在輕負載的情況下，PSM要有更高的效率，并且其開關損耗與系統的輸出功率成正比，與負載的變化情況關系不大。但是這種調控方式，會使輸出電壓有著比較大的紋波電壓，不適合用于為對電源電壓精度要求很高的一些系統供電。
2.2DCDC BUCK各種模式
一、頻率變化：
1、從屬于PWM的“真”定頻模式
a、電壓模式（Voltage Mode,VM）、平均電流模式（Average Current Mode，ACM）
b、峰值電流模式（Peak Current Mode，PCM）
c、谷值電流模式（Valley Current Mode，VCM）
2、自適應計時器的“偽”定頻模式
d、恒定導通時間（Constant On-time，COT），其下分為電壓谷值模式和電流谷值模式
e、恒定關斷時間（Constant Off-time，FOT），其下分為電壓峰值模式和電流峰值模式
3、基于比較的變頻模式（PFM）
f、電壓滯環Bang-Bang模式
g、電流滯環Bang-Bang模式
二、控制模式：
1、電壓（需要較復雜的相位補償電路設計）
2、電流（時間上屬于電壓控制模式的改良，反饋環路分為電壓環路和電流環路）
3、滯環（紋波控制）（針對需要更高速的負載瞬態響應，如CPU、FPGA等電源，）包含了COT和TI的D-CAP等，COT模式一大優點—DCM和CCM的無縫切換
三、電感電流模式
1、CCM
2、DCM
3、BCM
4、FCCM（有時又稱FPWM，用于低負載下降低紋波用，但是會增加功耗，輸出部分既可以輸出電流也可以吸收電流）
2.3 CCM,DCM,BCM的介紹以及區別
1.CCM (ContinuousConduction Mode),連續導通模式：在一個開關周期內，電感電流從不會到0。或者說電感從不“復位”，意味著在開關周期內電感磁通從不回到0，功率管閉合時，線圈中還有電流流過。
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2.DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非連續導通模式：在開關周期內，電感電流總會會到0，意味著電感被適當地“復位”，即功率開關閉合時，電感電流為零。
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3.BCM（Boundary Conduction Mode），邊界或邊界線導通模式：控制器監控電感電流，一旦檢測到電流等于0，功率開關立即閉合。控制器總是等電感電流“復位”來激活開關。如果電感值電流高，而截至斜坡相當平，則開關周期延長，因此，BCM變化器是可變頻率系統。BCM變換器可以稱為臨界導通模式或CRM（Critical Conduction Mode）
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2.4 CCM與DCM的區別
2.4.1效率
對比DCM與CCM模式效率的區別：
DCM800
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CCM800
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總結：DCM模式下的效率更高。主要原因為?在DCM模式下，由于二極管上沒有反向恢復損耗且MOSFET為軟導通，其效率要高于CCM模式。但如果占空比太小，則為原邊電感充電的電流將非常高，這會降低變換器的整體效率。因此，必須為DCM選擇一個合適的占空比，以發揮其優勢。
DCM600與DCM800與DCM1000的比較：
DCM600
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DCM800
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DCM1000
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總結：DCM600的效率高于DCM800高于DCM1000，主要原因為開關頻率過高會導致開關管功耗變大，電路效率變低。所以在相同模式下，開關頻率越高，效率會越低。
2.4.2紋波
DCM1000-12V-12A
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CCM1000-12V-12A
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總結：由于DCM模式會對電感器完全充電和放電，因此邏輯上其原邊電流紋波要比CCM模式下大很多。
2.4.3 比較
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3.MPQ8633A外部器件選型
3.1芯片拓撲圖以及管腳定義
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管腳分析：
1.BST管腳：引導。在BST與SW之間放置一個電容。（該電容叫做自舉電容）
自舉電容：
DCDC BUCK芯片有一個管腳叫BOOT，有的叫BST，如下是一個DCDC芯片對BOOT管腳的解釋，在外部電路設計時，BOOT和SW管腳之間，需要加一個電容，一般是0.1uF，連接到DCDC高端MOS管的驅動端，這個電容就叫作自舉電容。
在電路中的作用主要為使得上橋MOS導通（當低邊MOS管打開時，SW為0，BOOT上的電壓由BOOT Charge提供，假如是5V，就對電容進行充電；當關閉低邊MOS管，選擇打開高邊MOS管，因為高邊Vgs>Vgs(th)，所以高邊MOS管能打開，隨著高邊MOS管打開，SW上的電壓就會變成VIN，如果不加這個C，那當Vgs<Vgs(th)時，就會出現高邊MOS管無法打開；加上C之后，利用電容電壓不能突變的特性，當SW變成VIN，那BOOT上的電壓就會變為VIN+5V，此時Vgs會大于Vgs(th)，高邊MOS管就打開了。）
自舉電阻：
其實在自舉電路中，也可以加入電阻，一般叫BOOT電阻。BOOT電容的作用是SW在高電平時，利用電容兩端電壓不能突變特性，會將BOOT腳電壓泵至比SW高的電壓，維持高邊MOSFET的導通狀態。
加入了BOOT電阻，和BOOT電容就構成了RC充電電路，電阻的大小決定了高邊MOSFET的開關速度。一般BOOT電阻越大，高邊MOSFET開的就越慢，這個時候SW上的尖峰就越小，EMI特性就好。BOOT電阻越小，MOSFET開的快，SW上的尖峰就越大，所以有的時候會在SW上預留RC對地吸收。
2.AGND ：模擬地
3.CS:限流作用
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4.MODE:模式選擇
通過選擇mode與AGND或VCC之間連接的電阻器的電阻值，選擇輕負荷條件下的工作模式和開關頻率
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5.TRK&REF:外部跟蹤電壓輸入。輸出電壓跟蹤該輸入信號。與陶瓷電容器盡可能接近TRK/REF。建議使用X7R或X5R級介電陶瓷電容器，因為其具有穩定的溫度特性。該電容器的電容決定了軟啟動時間。（軟啟電容在布局時，要盡可能接近芯片）
軟啟動作用：用于電源啟動時，減小浪涌電流，使輸出電壓緩慢上升，減小對輸入電源的影響。（保護芯片）
6.RGND ：接地
7.FB：反饋。從輸出到RGND（連接到FB)的外部電阻設置輸出電壓。建議將電阻分壓器盡可能靠近FB。調節FB反饋電阻可以改變輸出電壓。
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8.EN腳：使能腳。EN是一個打開或關閉調節器的輸入信號。高電平驅動EN以打開調節器，低電平驅動EN以關閉調節器。通過上拉電阻將EN連接到VIN，用于啟動。不能懸空EN腳。?
9.PGOOD:開漏輸出管腳，如果輸出電壓超出調節范圍（輸出電壓不在需要輸出的電壓的正負10%范圍內時）或者探測到故障的時候，該管腳被拉低，輸出電壓正常時該管腳輸出高電平。（保證后端電源完整性）
10.VIN：電壓輸入。
11.PGND:PGND是調節輸出電壓的參考接地。
12.VCC:內部3V LDO輸出。驅動器和控制電路由此電壓供電。與至少1μF陶瓷電容盡可能接近VCC的解耦。建議使用X7R或X5R級介電陶瓷電容器，因為其具有穩定的溫度特性。
13.SW:連接內部MOS管的開關作用。
3.2 DEMO板原理圖以及外部器件選型
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4.測試過程中遇到的問題:
4.1測試輸出電壓時線材阻抗問題
問題：在測試輸出電壓時，發現輸出電壓，在負載為半載（6A）和滿載(12A)時會出現輸出電壓超出規格書范圍，不符合測試要求。
規格書要求如下：
線材未改變前測試數據：
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線材改變后
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線材圖片對比：
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分析：使用萬用表測試，精度不夠，無法測試出兩條線材的阻抗，使用電阻測試儀測試后，原先線材阻抗過大，損耗過大，所以輸出電壓不符合測試要求，根據阻值的公式，后續在測試時應該使用線材更短，更粗，線材的阻抗越小。
4.2 在上電測試時，滿載時（12A）出現臺階問題
問題描述：
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采取的措施：
1.將軟啟動電容增大，原先軟啟動電容為22nf，改為10nf，減小電容容值。
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結果并不明顯，減小電容容值，減小軟啟動時間，增大斜率，臺階并沒有發生變化。
2.減小反饋電容，將1.5nf改為220pf，減小電容容值，減少充放電時間。想以此來改變臺階問題，沒有明顯效果。
3.該問題待解決
4.3混淆輸入過壓保護，以及輸出過壓保護
問題：在測試過壓保護時，對于測試方法提出疑問。有些同事在測試輸出過壓保護時，增大輸入電壓，當輸入電壓達到額定輸入電壓的1.5~1.8倍時，開啟過壓保護。降低輸入電壓，輸出端回復，說明輸入端過壓保護正常。
但是在測試輸出端過壓保護，不應該增大輸入電壓，從而達到過壓保護，應該調整FB管腳處的反饋電阻，進而調整輸出端的電壓。
規格書中說明，輸出端過壓保護:MPQ8633A通過將FB連接到輸出電壓反饋電阻分壓器的分接處來監測輸出電壓，以檢測過電壓情況。如果FB電壓超過REF電壓的116%，則進入閉鎖關閉OVP模式。所以基準電壓為0.6v，當FB管腳電壓大于0.696V時開啟過壓保護。
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測試方法：
1.搭建測試環境，調節DC POWER和電子負載，使得電源工作在額定輸入電壓和額定滿載情況下，用鑷子短路反饋引腳，使得芯片進入輸出過壓保護，然后松開鑷子，電源輸出隨之恢復（若電源無自恢復功能，需注明）。
2.在反饋引腳加二極管隔開，然后從vfb打電壓進去，超過基準電壓的116%，芯片開啟輸出過壓保護，減小電壓，電源輸出隨之恢復。
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3.將反饋引腳的電阻改變，將其電阻改為滑動變阻器，滑動滑動變阻器改變電阻，改變輸出電壓的大小，使得芯片進入過壓保護，隨后恢復反饋電阻阻值，電源輸出隨之恢復。
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總結
這是對于DCDC-BUCK的理解，有許多的不足指出，望大家指出，共同學習。
總結
以上是生活随笔為你收集整理的MPQ8633性能指标测试与调测分享的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。
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