电子元件-三极管/MOS/IGBT
1）三極管導(dǎo)通、截至的條件
（1）三極管導(dǎo)通
只有在發(fā)射結(jié)上加正向電流，同時集電極電壓正偏于發(fā)射極電壓(NPN的Uc>Ue；PNP的Ue>Uc)，才可能有集電極電流，而且一旦同時滿足這兩個條件則必定有集電極電流！
硅管的發(fā)射結(jié)要加0.7V的電壓才會開始有穩(wěn)定的基極電流，不到0.7V時也會慢慢開始有很小的電流，但不建議工作在這種狀態(tài)(這個自己去看二極管的電壓電流曲線)
（2）三極管截至
當(dāng)然是要破壞上面的一個或多個條件，要么集電極對發(fā)射極反偏－－電路接好后VCC經(jīng)過負載后加在發(fā)射極上，肯定是大于集電極電壓的，這個條件不好改變；要么讓發(fā)射極電流為0，那就只能讓發(fā)射結(jié)電流為0了，一般有兩種方法：a斷開基極回路;b提高基極電壓，使發(fā)射結(jié)可能的電壓差為0或反偏。而共發(fā)射極電路（又名射極跟隨器），有一個基本特性：
導(dǎo)通時發(fā)射結(jié)必然會正偏0.7V！也就是說最小導(dǎo)通壓降肯定會有至少0.7V。
當(dāng)發(fā)射極電流造成的負載電壓升高時，發(fā)射結(jié)上的電壓差在減小，基極電流當(dāng)然就會減小，當(dāng)負載電流(電壓)升高到一定值時，發(fā)射結(jié)上的正偏電壓差就會不足0.7V，就會沒有發(fā)射結(jié)正偏電壓，也就沒有基極電流了，那當(dāng)然就不會有更多的集電極電流和發(fā)射極電流。所以，這是一個負反饋過程，最后穩(wěn)定在發(fā)射結(jié)正偏0.7V左右的平衡點上。
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2）電路正常工作的前提條件與計算
（1）繼電器電源電壓<＝單片機電源，否則會關(guān)不斷；
（2）繼電器上能獲得的最大電壓只有VCC-0.8V左右，如果VCC是5V，則要測試5V的繼電器能否在4.2V 時可靠吸和，能否保證吸和力；如果VCC是3.3V的話，會找不到能在2.5V電壓下可靠的的繼電器)
（3）飽和是指不管怎么減小基極限流電阻、不管怎么增加Ib，輸出壓降都不會再小，實際上這個電路也是能飽和的，只是飽和壓降比較大罷了)
（4）飽和電流、Ibs、Ics怎樣計算？
--首先，根據(jù)確定三極管型號、材質(zhì)、類型確定它的BE結(jié)壓降(硅管大約0.7V)，確定它的放大倍數(shù)?(視型號和廠家分檔來定，以實測為準(zhǔn)，為便于計算我們假設(shè)放大倍數(shù)視100吧)；
--然后，實測繼電器的直流電阻，5V的小型繼電器電流一般是50mA左右，電阻100歐姆，為便于計算就假設(shè)為它的電阻R=100歐姆吧；
--接著，根據(jù)電路形式，列出正確的方程：
截止不用算，當(dāng)然是斷開4.7K左端或左端電壓=VCC；
只算導(dǎo)通時：將4.7k左端接IO口，假設(shè)IO口導(dǎo)通電壓時0.1V，VCC電壓5V
(1)Ic=β×Ib＝100×Ib
(2)Ie=Ib+Ic＝Ib+100Ib＝101×Ib
基極回路上：繼電器電壓降＋發(fā)射結(jié)壓降＋4.7K電阻壓降＋IO口飽和導(dǎo)通壓降=VCC，即：
(3)R×Ie＋0.7＋Rb×Ib＋0.1=5
簡單代換法解方程，可得：
100×101×Ib＋4700×Ib＋0.7＋0.1＝5
14800×Ib=4.2
Ib=0.284mA
(4)Ie=Ib+Ic＝101×Ib=28.66mA
負載電壓＝Ie×R＝28.66*100=2866mV=2.866V
三極管壓降＝5-2.866=2.134V，需要減小基極電阻才能正常驅(qū)動。
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2、超β三極管 1）幾種超β三極管電路形式 一般由兩個三極管組成，其組成形式有以下幾種： ------------------------------ 2）超β三極管的電流計算 負載電流大時需要直流增益hFE非常大的晶體管，例如2SC3113（東芝）可達到600～3600，B高達1200～3600。 表1.1 2SC3113參數(shù) 基極電流達到集電極電流的１/hFE倍，晶體管將處于導(dǎo)通狀態(tài)。比如三極管C極驅(qū)動一個40mA繼電器，設(shè)β=600，基極所需電流=1/600*40mA=0.067mA=67uA，67uA*(1.5～2)＝134uA。 兩個晶體管組成的達林頓連接： 2SC3113、2SD1804三極管通過5V可直接驅(qū)動24V負載，集成ULN2803、ULN2003為達林頓輸出。 ------------------------------------------------------------ 3、數(shù)字三極管 數(shù)字三極管是1-2個電阻集成到三極管內(nèi)部，節(jié)省了外部電阻的裝配，降低了用戶的使用成本。 ------------------------------------------------------------ 4、三極管組成的電流源 1）電流源計算 分析通過Q1和Q2如何實現(xiàn)1mA恒流？ 無論VCC和Vin怎么變化都可以實現(xiàn)恒流，實現(xiàn)寬電壓輸入。上圖所示這個電路中，單片機的的I/O口輸出Vin： Vin=Vb+(Vb-0.7)*R2/(R1*β)=Vb+(Vb-0.7)*3.5K/0.7K*100 ? ? ?=Vb+0.05Vb-0.035 ? ? ?=1.05Vb-0.035=Vin 令Vin=1.4V，可得Vb=1.36V；當(dāng)令Vb=1.4V時，Vin=1.05*1.4-0.035=1.435V，以上三極管的Vbe壓降按照0.7V算，VCES按照0.3V算。 只要Vin大于等于1.435V，VCC大于等于VRL+VCES1+VR1。如果把RL用PTC100代替，設(shè)計恒流源為1mA，根據(jù)VCC大于等于VRL+VCES1+VR1=100Ω*1mA+0.3V(Q1的飽和壓降)+700Ω*1mA=1.1V。 綜上所述，恒流必須要滿足VCC大于等于1.1V，Vin大于等于1.435V，這個電流源恒成立。Q1的Ie=Ic+Ib，通過公式可以看出Ie的電流由Ic和Ib共同決定，即Ic提供不了1mA電流Ib會補，正常Ic電流遠遠大于Ib，所以Q1實現(xiàn)了恒流。當(dāng)負載Ic突然變大時，Ve的電位會升高，Q1的Vbe壓降會變小，Ib也會變小，Ic也會變小。當(dāng)負載Ic變小時，Ve會變小，Vbe會變大，Ib會變大，Ic變大。這樣就實現(xiàn)了閉環(huán)調(diào)節(jié)。當(dāng)Vin不斷變大時，R1的壓降大于等于0.7V時Q2會導(dǎo)通，Ve會被Q2的BE壓降鉗位在0.7V，此時仍能保持Q1的Ie穩(wěn)定1mA輸出。 ------------------------------ 2）應(yīng)用實例 具體的仿真文件搜索我的百度網(wǎng)盤“固態(tài)繼電器_輸入恒流仿真”。 由R1、R2、Q1、Q2構(gòu)成恒流電路，保證控制電壓大范圍內(nèi)變動時，光電耦合器可靠地工作。控制端加上電壓時，電流流過R1使Q1導(dǎo)通，則Q2也導(dǎo)通，Q2發(fā)射極與基極間電壓保持在0.6V左右，即R2兩端電壓約為0.6V，所以流過R2的電流為0.6V/R2，則流過光電耦合器的電流也為0.6V/R2，基本不隨控制電壓的變化而變化。 實測R1=47R，控制電壓在3~30V之間變化時，Q1的集電極電流維持在11mA左右，變化量不超過±1mA。光電耦合器實現(xiàn)了以光為介質(zhì)的信號傳輸，使輸入/輸出端可靠隔離，隔離帶耐壓1kV以上。功率開關(guān)選用雙向晶閘管，R3為觸發(fā)限流電阻，在U2兩端再并47R電阻串聯(lián)CBB100nF/400V電容用來吸收瞬間的高電壓。 ------------------------------------------------------------------------------------------------------------- 二、場效應(yīng)管 １、電路符號 1）S(源極)、D(漏極)、G(柵極)的判定 G極，不用說比較好認。 S極，不論是P溝道還是N溝道，兩根線相交的就是。 D極，不論是P溝道還是N溝道，是單獨引線的那邊。 ------------------------------ 2）P溝道、N溝道判定依據(jù) ------------------------------ 3）寄生二極管的方向判定 ------------------------------------------------------------ 2、作用、電路連接與導(dǎo)通截止分析 １）作用 （１）信號切換作用 ---------------- （2）電壓通斷作用 A、信號控制使用的MOS管，只要電壓，不需要電流，要求導(dǎo)通時產(chǎn)生的壓降Vds最小，首選Vgs=4.5v左右，對信號控制來說，原則上是選擇導(dǎo)通時產(chǎn)生的壓降越小越好。 B、電源控制使用的MOS管，既要電壓也要電流，要求完全導(dǎo)通，要求Id最大，產(chǎn)生的壓降Vds最小，首選Vgs=10v左右。 C、NMOS高邊驅(qū)動：若只用原+1.5_SUS驅(qū)動Vgs將無法完全打開PQ53，因PQ53導(dǎo)通后會造成Vgs壓降為0關(guān)斷，一般采取高驅(qū)動電壓。對于雙管驅(qū)動的電路，采用自舉電容。 更為詳細的內(nèi)容請見：自舉電路原理分析。------------------------------
2）電路連接與導(dǎo)通截止分析
MOS管用做開關(guān)時在電路中的連接方法：MOS管中的寄生二極管方向是關(guān)鍵。
在筆記本主板上用到的NMOS可簡單分作兩大類： A、信號切換用MOS管： UG比US大3V---5V即可，實際上只要導(dǎo)通即可，不必須飽和導(dǎo)通。 比如常見的：2N7002、2N7002E、2N7002K、2N7002D、FDV301N。 B、電壓通斷用MOS管： UG比US應(yīng)大于10V以上，而且開通時必須工作在飽和導(dǎo)通狀態(tài)。 常見的有：AOL1448、AOL1428A、AON7406、AON7702、MDV1660、AON6428L、AON6718L、AO4496、AO4712、AO6402A、AO3404、SI3456DDV、MDS1660URH、MDS2662URH、RJK0392DPA、RJK03B9DP。 PMOS管則和NMOS條件剛好相反。 ------------------------------------------------------------ 3、MOS管在實際電路中的應(yīng)用-隔離 所謂的MOS管的隔離作用，其實質(zhì)也就是實現(xiàn)電路的單向?qū)?#xff0c;它就相當(dāng)于一個二級管。 但在電路中我們常用隔離MOS，是因為：使用二級管，導(dǎo)通時會有壓降，會損失一些電壓。而使用MOS管做隔離，在正向?qū)〞r，在控制極加合適的電壓，可以讓MOS管飽和導(dǎo)通，這樣通過電流時幾乎不產(chǎn)生壓降。 筆記本主板上的隔離，其實質(zhì)是將適配器電壓（+19V）和電池電壓（+12V左右）分隔開來。不讓它們直接相通。但又能在拔除任意一種電源時，保證電腦都有持續(xù)的供電，實現(xiàn)電源無縫切換。 筆記本電腦中用到的隔離MOS管只有兩個。 下面我們來分步討論一下它的原理，為了方便，隔離MOS管都用二級管代替表示。 MOS管作用總結(jié)： （1）MOS管用作開關(guān)時（不論N溝道還是P溝道），一定是寄生二極管的負極接輸入端，正極接輸出端或接地。否則就無法實現(xiàn)開關(guān)功能了。所以，N溝道一定是D極接輸入，S極接輸出或地。P溝道則相反，一定是S極接輸入，D極接輸出。 （2）MOS管用作隔離時（不論N溝道還是P溝道），寄生二極管的方向一定是和主板要實現(xiàn)的單向?qū)ǚ较蛞恢隆? （3）筆記本主板上用PMOS做隔離管的最常見，但也有極少的主板用NMOS來實現(xiàn)。 （4）仿真電路見https://download.csdn.net/download/liht_1634/85526591。 ------------------------------------------------------------ 4、實物判定 1）從實物分辨三個極 ------------------------------ 2）萬用表判定N、P溝道 判斷溝道的方法已經(jīng)介紹了，接下來簡單談下依據(jù)。 MOS管（絕緣柵增強型）的G極與S極、D極之間絕緣；而S極與D極在沒有導(dǎo)通之前內(nèi)阻很大，也可以簡單認為是斷開的。 因此，G，D，S之間用二極體檔測量時，應(yīng)該是兩兩都不相通。 以上是在沒有考慮MOS管內(nèi)部的寄生二極管的前提下得出的結(jié)論。 而實際上，在測量判斷溝道類型時，這個存在于DS極之間的體內(nèi)二極管（寄生二極管）才是關(guān)鍵！ G極、D極和S極知道后，N溝道P溝道的判斷方法和前面還是一樣： 測量的注意事項： 以上都是在MOS管沒有被接入任何電路的情形下，進行的測量。 （1）如果MOS管在板時進行測量，測量的值會受到所在電路的影響，有可能會誤導(dǎo)判讀。建議在板測量出異常時，最好取下進行一次復(fù)判。 （2）測量前，最好用表筆金屬針頭部分短接MOS管G極與S極，以釋放MOS管G極可能殘留的靜電電荷。因為G極如果存在靜電電壓可能會造成D與S極處于導(dǎo)通狀態(tài)，而引起誤判。 （3）我們這里測量用的是數(shù)字萬用表。（當(dāng)調(diào)至“二極管檔”時，紅表筆是正極（+），黑表筆是負極（-）） 如果使用指針式萬用表，注意紅黑表筆上電壓極性剛好相反，請注意測量的結(jié)果應(yīng)該顛倒才對。 （4）測量中，當(dāng)紅表筆接G極，黑表筆接S極之后，有可能在接下來測量DS這組值時，發(fā)現(xiàn)DS間竟短路了，二極體值接近0.001V。? ?本來在前面剛測量過是好的。有些MOS管短路很快就消失了，而有些則需要較長時間才恢復(fù)。? ? ? ? ? ? 這同樣是因為MOS管GS極間存在一定的極間電容，測量中引入的電壓在上面殘留。如果電壓極性剛好符合MOS管導(dǎo)通條件，此時測量DS間當(dāng)然就會表現(xiàn)為短路現(xiàn)象。只有當(dāng)GS極間電容上的電荷漏光或消散完后，DS間才會恢復(fù)截止?fàn)顟B(tài)。 解決辦法：用表筆金屬針頭部分短接MOS管G極與S極，釋放MOS管GS極間電容上殘留的電荷。? 如果再次測量DS間仍然短路，才能判定MOS管短路了。 ------------------------------------------------------------ 5、常用型號總結(jié) ------------------------------------------------------------ 6、場管應(yīng)用電路 場管原理、作用及組成電路 ------------------------------------------------------------ 7、多個MOS管并聯(lián)開關(guān)引起的振蕩 1）產(chǎn)生原因 并聯(lián)MOS的諧振電路由寄生電感和寄生電容組成（取決于其頻率）。 一般來說，開通和關(guān)斷開關(guān)轉(zhuǎn)換期間會出現(xiàn)電流不平衡現(xiàn)象。這是由于并聯(lián)功率MOS之間的開關(guān)時間差異所致。開關(guān)時間的差異很大程度上取決于柵源閾值電壓Vth的值。即Vth值越小，開通時間越快；Vth值越大，關(guān)斷時間越快。因此，當(dāng)電流集中在Vth較小的MOS中時，開通和關(guān)斷期間都會發(fā)生電流不平衡現(xiàn)象。這種電流不平衡會對器件施加過高的負載，并引發(fā)故障。并聯(lián)連接時，為了減少瞬態(tài)開關(guān)期間的開關(guān)時間差異，最好使用Vth接近的功率MOS。 此外，若并聯(lián)MOS在其互連線路中的雜散電感不同，電路接線布局也是開關(guān)轉(zhuǎn)換期間引發(fā)電流不平衡的一個原因。尤其是源極電感會影響柵極驅(qū)動電壓。最好使并聯(lián)MOS之間的互連線路長度相等。 當(dāng)最快的MOS關(guān)斷時，其漏極電壓上升。漏極電壓的上升通過柵漏電容Cgd傳遞到另一個MOS的柵極端子，導(dǎo)致MOS發(fā)生意外運轉(zhuǎn)，造成寄生振蕩。此外，并聯(lián)MOS共用一個低阻抗路徑，因此也很容易發(fā)生寄生振蕩。 ------------------------------ 2）消除措施 （1）MOS管兩端并聯(lián)RC吸收 （2）為每個MOS的柵極插入一個柵極電阻器R1或一個鐵氧體磁珠，這樣可減小諧振電路的品質(zhì)因數(shù)，從而減小正反饋環(huán)路的增益。實驗證實，為并聯(lián)的每個MOS插入串聯(lián)柵極電阻器可以有效防止發(fā)生寄生振蕩。 （3）MOS管DS間并聯(lián)電容 這個電容一般100pF以下。 A.MOS管關(guān)閉的時候，可以抑制DS之間的dv/dt速度，減小Vds尖峰。 B.在MOS管開通的時候，儲存的能量會通過MOS管耗散，加大開關(guān)損耗(硬開關(guān))。 還有對EMC通常會有幫助，設(shè)計布板需要預(yù)留，EMC時適當(dāng)調(diào)整。最好串電阻，熱量會消耗在電阻上，還可以抑制關(guān)斷時MOS管振鈴。 移相全橋的超前橋臂的零電壓關(guān)斷就是靠DS電容。電流要先給DS充電，電容電壓升高，如果在電容電壓升高的過程中MOS管就已經(jīng)關(guān)端，不就是類似零電壓關(guān)斷？當(dāng)然這個只是近似。 ------------------------------------------------------------ 8、MOS管的導(dǎo)通過程及損耗分析1）MOS管導(dǎo)通過程分析
MOS管和三極管的特性曲線分別如圖1和圖2所示，它們各自區(qū)間的命名有所不同，其中MOS管的飽和區(qū)也稱為恒流區(qū)、放大區(qū)。
其中一個主要的不同點在于MOS管有個可變電阻區(qū)，而三極管則是飽和區(qū)，沒有可變電阻區(qū)的說法。從圖中也能明顯看出，MOS管在可變電阻區(qū)內(nèi)，Vgs一定時，Id和Vds近似為線性關(guān)系，不同Vgs值對應(yīng)不同的曲線斜率，即漏極D和源極S之間的電阻值Rds受控于Vgs；而三極管在飽和區(qū)內(nèi)，不同Ib值的曲線都重合在一起，即曲線斜率相同，阻值相同。
圖1
圖2
MOS管導(dǎo)通過程中的各電壓電流曲線如圖3所示，其中Vgs曲線有著名(臭名昭著)的米勒平臺，即Vgs在某段時間(t3-t2)內(nèi)保持不變。
圖3
我們知道MOS管是壓控器件，不同于三極管是流控器件，但是實際上MOS管在從關(guān)斷到導(dǎo)通的過程也是需要電流（電荷）的，原因是因為MOS管各極之間存在寄生電容Cgd，Cgs和Cds，如圖4所示。
MOS管導(dǎo)通條件是Vgs電壓至少達到閾值電壓Vgs(th)，其通過柵極電荷對Cgs電容充電實現(xiàn)，當(dāng)MOS管完全導(dǎo)通后就不需要提供電流了，即壓控的意思。
這三個寄生電容參數(shù)值在MOS管的規(guī)格書中一般是以Ciss，Coss和Crss形式給出，其對應(yīng)關(guān)系為：Cgd=Crss；Cds=Coss-Crss；Cgs=Ciss-Crss。
圖4
在MOS管的規(guī)格書上一般還有如圖5所示的柵極充電曲線，其可以很好地解釋為何Vgs電壓會有米勒平臺。
Vgs一開始隨著柵極電荷的增加而增加，但是當(dāng)Vgs增加到米勒平臺電壓大小Vp時，即使柵極電荷繼續(xù)增加，Vgs也保持不變，因為增加的柵極電荷被用來給Cgd電容進行充電。
因此，MOS管會有對應(yīng)的Qgs，Qgd和Qg電荷參數(shù)，如圖6所示。在MOS管截止時，漏極電壓對Cgd充電，Cgd的電壓極性是上正下負；當(dāng)MOS管進入米勒平臺后，大部分的柵極電荷用來對Cgd進行充電，但是極性與漏極充電相反，即下正上負，因此也可理解為對Cgd反向放電，最終使得Vgd電壓由負變正，結(jié)束米勒平臺進入可變電阻區(qū)。
米勒平臺時間內(nèi)，Vds開始下降，米勒平臺的持續(xù)時間即為Vds電壓從最大值下降到最小值的時間。由此可見米勒平臺時間與電容Cgd大小成正比，在通信設(shè)備行業(yè)中-48V電源的緩啟動電路經(jīng)常在MOS管柵漏極間并聯(lián)一個較大的電容，以延長米勒平臺時間來達到電壓緩啟動的目的。
圖5
圖6
米勒平臺電壓的大小可以近似地通過以下公式進行估算，Id=gfs(Vp-Vgs(th))，通過規(guī)格書可以得到閾值電壓Vgs(th)和跨導(dǎo)gfs，根據(jù)電路參數(shù)可以得到漏極電流Id，因此，可以近似推算出米勒平臺電壓Vp。但是需要注意的是跨導(dǎo)gfs并不是一個常數(shù)，規(guī)格書中給出的數(shù)值都是基于一定的Vds和Id條件下得到的。此外，還有另外一種估算方法Id=K(Vp-Vgs(th))2，根據(jù)規(guī)格書中的參數(shù)計算
出常數(shù)K，然后計算得到Vp。
了解了MOS管的米勒平臺后，我們可以分析一下圖3所示導(dǎo)通過程中MOS管電壓電流的變化曲線。
以常見的MOS管開關(guān)電路為例，
在t0~t1時間段內(nèi)，Vgs小于閾值電壓Vgs(th)時，MOS管處于截止區(qū)關(guān)斷，漏極電流Id=0，漏源極電壓差Vds為輸入電壓Vin。
在t1~t2時間段內(nèi)，隨著Vgs從閾值電壓Vgs(th)逐漸增大至米勒平臺電壓Vp，電流Id從0開始逐漸增大至最大值，MOS管開始導(dǎo)通，并進入恒流區(qū)（飽和區(qū)）。此時Vds仍舊維持不變，但是實際電路中可能會由于各種雜散寄生電感等因素的影響（Ldi/dt產(chǎn)生壓降），也會產(chǎn)生一部分壓降損失，導(dǎo)致實際的Vds會略微下降。同三極管類似，**MOS管在飽和區(qū)內(nèi)具有相似的放大特性，其公式為：
Id=gfsVgs，gfs為MOS管的跨導(dǎo)，**可從規(guī)格書中得到。
在t2~ t3時間段內(nèi)，當(dāng)Id逐漸增大至最大值（由電路參數(shù)決定）時，MOS管開始進入米勒平臺，由于電流Id已經(jīng)達到最大值保持不變，所以Vgs=Id/gfs亦保持不變，即從公式角度也可以解釋米勒平臺。
在t2~t3時間段內(nèi)，Vds開始以一定斜率下降。但是實際下降的斜率在整個時間段內(nèi)并非一直保持不變。因為MOS管的Cgd電容在這個過程中是變化的，一開始Cgd較小，之后變大，所以實際的VDS曲線斜率會稍有變化，即一開始Cgd電容小，電壓下降較快，之后Cgd電容較大，電壓下降較慢，Cgd電容值的變化曲線如圖7所示。
在t3之后，MOS管進入可變電阻區(qū)，米勒平臺結(jié)束，Vgs電壓在柵極電荷的驅(qū)動下繼續(xù)升高至最大值，Vds則電壓下降至最低值Rds(on)Id。圖3 MOS管導(dǎo)通曲線的簡化版如圖8所示，分析問題時圖8已經(jīng)足夠使用。MOS管關(guān)斷時的分析過程相反，其變化曲線如圖9所示。
圖8
圖9
t1和t2的時間可以根據(jù)RC充放電原理進行近似計算，t1=RgCissln(Vgs/(Vgs-Vgs(th)))，t2= RgCiss*ln(Vgs/(Vgs-Vp))，其中Vgs為柵極驅(qū)動電壓大小，Rg為柵極驅(qū)動電阻。t2值近似于規(guī)格書
中的參數(shù)延時導(dǎo)通時間td(on)。
米勒平臺的持續(xù)時間tp可以通過以下公式近似計算：由于該時間段內(nèi)Vp保持不變，因此柵極驅(qū)動電流大小Ig=(Vgs-Vp)/Rg，tp=Qgd/Ig。tp=t3-t2，近似于規(guī)格書中的參數(shù)上升時間tr。?
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2）MOS管損耗分析
MOS管損耗主要有開關(guān)損耗（開通損耗和關(guān)斷損耗，關(guān)注參數(shù)Cgd(Crss)）、柵極驅(qū)動損耗（關(guān)注參數(shù)Qg）和導(dǎo)通損耗(關(guān)注參數(shù)Rds(on))等。
以如圖10所示的同步BUCK拓撲為例進行說明，由于高側(cè)的開關(guān)管Q1和低側(cè)的同步管Q2組成一個半橋結(jié)構(gòu)，為了防止兩個MOS管同時導(dǎo)通而使輸入回路短路，因此兩個MOS管的驅(qū)動信號會存在一個死區(qū)時間，即兩個MOS管都關(guān)斷。
在死區(qū)時間內(nèi)，由于電感的電流不能突變，因此同步管Q2的寄生體二極管將率先導(dǎo)通進行續(xù)流。正是由于體二極管導(dǎo)通后，同步管Q2才被驅(qū)動導(dǎo)通，在忽略二極管壓降的情況下，同步管Q2導(dǎo)通時兩端電壓為0，可以看作是0電壓導(dǎo)通；同步管Q2導(dǎo)通后，其兩端電壓為0直至關(guān)斷，因此也是0電壓關(guān)斷。因此，同步管Q2基本沒有開關(guān)損耗，這意味著對于同步管的選取，功耗主要取決于與導(dǎo)通電阻RDS(on)相關(guān)的導(dǎo)通損耗，而開關(guān)損耗可以忽略不計，因此不必考慮柵極電荷Qg。而高側(cè)的開關(guān)管Q1由于開通和關(guān)閉時都不是0電壓，因此要基于導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗綜合來考慮。
所謂開關(guān)損耗是指MOS管在開通和關(guān)斷過程中，電壓和電流不為0，存在功率損耗。由前述MOS管導(dǎo)通過程可知，開關(guān)損耗主要集中在t1~t3時間段內(nèi)。而米勒平臺時間和MOS管寄生電容Crss成正比，其在MOS管的開關(guān)損耗中所占比例最大，因此米勒電容Crss及所對應(yīng)的Qgd在MOS管的開關(guān)損耗中起主導(dǎo)作用。因此對于MOS管的選型，不僅需要考慮柵極電荷Qg和柵極電阻Rg，也需要同時考慮Crss(Cgd)的大小，其同時也會在規(guī)格書的上升時間tr和下降時間tf參數(shù)上有間接反映，MOS
管的關(guān)鍵參數(shù)如圖11所示。
MOS管的各種損耗可以通過以下公式近似估算：
導(dǎo)通損耗：
Q1管：P(HO) = D × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)；
Q2管：P(LO) = (1 - D) × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)；
系數(shù)1.3主要是考慮MOS管的導(dǎo)通電阻會隨著溫度的升高而增加。
柵極驅(qū)動損耗：
PGC = n ×VCC × Qg × fSW；
n表示MOS管的個數(shù)（MOS管選型相同時），fSW表示開關(guān)頻率；柵極驅(qū)動損耗主要是發(fā)生在電源控制芯片上，而非MOS管上，但是其大小與MOS管的參數(shù)有關(guān)。
開關(guān)損耗：
PSW = 0.5× Vin × Io × (tr + tf) × fSW；
系數(shù)0.5是因為將MOS管導(dǎo)通曲線看成是近似線性，折算成面積功率，系數(shù)就是0.5；Vin是輸入電壓，Io是輸出電流；tr和tf是MOS管的上升時間和下降時間，分別指的是漏源電壓從90%下降到10%和漏源電壓從10%上升到90%的時間，可以近似看作米勒平臺的持續(xù)時間，即圖3中的(t3-t2)。另外，規(guī)格書中的td(on)和td(off)可以近似看作是Vgs電壓從0開始上升到米勒平臺電壓的時間，即圖3中的t2。
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3）米勒振蕩
米勒平臺大家首先想到的麻煩就是米勒振蕩。（即，柵極先給Cgs充電，到達一定平臺后再給Cgd充電）因為這個時候源級和漏級間電壓迅速變化，內(nèi)部電容相應(yīng)迅速充放電，這些電流脈沖會導(dǎo)致mos寄生電感產(chǎn)生很大感抗，這里面就有電容，電感，電阻組成震蕩電路（能形成2個回路），并且電流脈沖越強頻率越高震蕩幅度越大。
所以最關(guān)鍵的問題就是這個米勒平臺如何過渡。Gs極加電容，減慢mos管導(dǎo)通時間，有助于減小米勒振蕩。防止mos管燒毀。 過快的充電會導(dǎo)致激烈的米勒震蕩，但過慢的充電雖減小了震蕩，但會延長開關(guān)從而增加開關(guān)損耗。Mos開通過程源級和漏級間等效電阻相當(dāng)于從無窮大電阻到阻值很小的導(dǎo)通內(nèi)阻（導(dǎo)通內(nèi)阻一般低壓mos只有幾毫歐姆）的一個轉(zhuǎn)變過程。比如一個mos最大電流100a，電池電壓96v**，在開通過程中，有那么一瞬間（剛進入米勒平臺時）mos發(fā)熱功率是P=VI(此時電流已達最大，負載尚未跑起來，所有的功率都降落在MOS管上)，P=96100=9600w！這時它發(fā)熱功率最大，然后發(fā)熱功率迅速降低直到完全導(dǎo)通時功率變成1001000.003=30w（這里假設(shè)這個mos導(dǎo)通內(nèi)阻3毫歐姆）。
開關(guān)過程中這個發(fā)熱功率變化是驚人的。 如果開通時間慢，意味著發(fā)熱從9600w到30w過渡的慢，mos結(jié)溫會升高的厲害。所以開關(guān)越慢，結(jié)溫越高，容易燒mos。為了不燒mos，只能降低mos限流或者降低電池電壓，比如給它限制50a或電壓降低一半成48v，這樣開關(guān)發(fā)熱損耗也降低了一半，不燒管子了。這也是高壓控容易燒管子原因，高壓控制器和低壓的只有開關(guān)損耗不一樣（開關(guān)損耗和電池端電壓基本成正比，假設(shè)限流一樣），導(dǎo)通損耗完全受mos內(nèi)阻決定，和電池電壓沒任何關(guān)系。
總之就是開關(guān)慢不容易米勒震蕩，但開關(guān)損耗大，管子發(fā)熱大，開關(guān)速度快理論上開關(guān)損耗低（只要能有效抑制米勒震蕩），但是往往米勒震蕩很厲害（如果米勒震蕩很嚴重，可能在米勒平臺就燒管子了），反而開關(guān)損耗也大，并且上臂mos震蕩更有可能引起下臂mos誤導(dǎo)通，形成上下臂短路。所以這個很考驗設(shè)計師的驅(qū)動電路布線和主回路布線技能。最終就是找個平衡點（一般開通過程不超過1us）。開通損耗這個最簡單，只和導(dǎo)通電阻成正比，想大電流低損耗找內(nèi)阻低的。
| ? ? ? ? ? ? ? ? ?G40N150D電氣參數(shù) | |
| 反向擊穿電壓BVceo(V) | 1500 |
| 集電極最大連續(xù)電流IC(A) | 40 |
| 工作電壓(V) | 1000 |
| 輸出功率(w) | >2000 |
| 工作頻率(kHz) | <100 |
| 柵板門限電壓UGe。(V) | 5．5 |
| 集、射極間飽和電壓Uce(v) | 3．5 |
| 集、射極間是否有阻尼保護二極管 | 內(nèi)含阻尼保護二極管 |
6、? IGBT的應(yīng)用
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以上是生活随笔為你收集整理的电子元件-三极管/MOS/IGBT的全部內(nèi)容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。
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