电子元件-三极管/MOS/IGBT
1）三極管導通、截至的條件
（1）三極管導通
只有在發射結上加正向電流，同時集電極電壓正偏于發射極電壓(NPN的Uc>Ue；PNP的Ue>Uc)，才可能有集電極電流，而且一旦同時滿足這兩個條件則必定有集電極電流！
硅管的發射結要加0.7V的電壓才會開始有穩定的基極電流，不到0.7V時也會慢慢開始有很小的電流，但不建議工作在這種狀態(這個自己去看二極管的電壓電流曲線)
（2）三極管截至
當然是要破壞上面的一個或多個條件，要么集電極對發射極反偏－－電路接好后VCC經過負載后加在發射極上，肯定是大于集電極電壓的，這個條件不好改變；要么讓發射極電流為0，那就只能讓發射結電流為0了，一般有兩種方法：a斷開基極回路;b提高基極電壓，使發射結可能的電壓差為0或反偏。而共發射極電路（又名射極跟隨器），有一個基本特性：
導通時發射結必然會正偏0.7V！也就是說最小導通壓降肯定會有至少0.7V。
當發射極電流造成的負載電壓升高時，發射結上的電壓差在減小，基極電流當然就會減小，當負載電流(電壓)升高到一定值時，發射結上的正偏電壓差就會不足0.7V，就會沒有發射結正偏電壓，也就沒有基極電流了，那當然就不會有更多的集電極電流和發射極電流。所以，這是一個負反饋過程，最后穩定在發射結正偏0.7V左右的平衡點上。
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2）電路正常工作的前提條件與計算
（1）繼電器電源電壓<＝單片機電源，否則會關不斷；
（2）繼電器上能獲得的最大電壓只有VCC-0.8V左右，如果VCC是5V，則要測試5V的繼電器能否在4.2V 時可靠吸和，能否保證吸和力；如果VCC是3.3V的話，會找不到能在2.5V電壓下可靠的的繼電器)
（3）飽和是指不管怎么減小基極限流電阻、不管怎么增加Ib，輸出壓降都不會再小，實際上這個電路也是能飽和的，只是飽和壓降比較大罷了)
（4）飽和電流、Ibs、Ics怎樣計算？
--首先，根據確定三極管型號、材質、類型確定它的BE結壓降(硅管大約0.7V)，確定它的放大倍數?(視型號和廠家分檔來定，以實測為準，為便于計算我們假設放大倍數視100吧)；
--然后，實測繼電器的直流電阻，5V的小型繼電器電流一般是50mA左右，電阻100歐姆，為便于計算就假設為它的電阻R=100歐姆吧；
--接著，根據電路形式，列出正確的方程：
截止不用算，當然是斷開4.7K左端或左端電壓=VCC；
只算導通時：將4.7k左端接IO口，假設IO口導通電壓時0.1V，VCC電壓5V
(1)Ic=β×Ib＝100×Ib
(2)Ie=Ib+Ic＝Ib+100Ib＝101×Ib
基極回路上：繼電器電壓降＋發射結壓降＋4.7K電阻壓降＋IO口飽和導通壓降=VCC，即：
(3)R×Ie＋0.7＋Rb×Ib＋0.1=5
簡單代換法解方程，可得：
100×101×Ib＋4700×Ib＋0.7＋0.1＝5
14800×Ib=4.2
Ib=0.284mA
(4)Ie=Ib+Ic＝101×Ib=28.66mA
負載電壓＝Ie×R＝28.66*100=2866mV=2.866V
三極管壓降＝5-2.866=2.134V，需要減小基極電阻才能正常驅動。
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2、超β三極管 1）幾種超β三極管電路形式 一般由兩個三極管組成，其組成形式有以下幾種： ------------------------------ 2）超β三極管的電流計算 負載電流大時需要直流增益hFE非常大的晶體管，例如2SC3113（東芝）可達到600～3600，B高達1200～3600。 表1.1 2SC3113參數 基極電流達到集電極電流的１/hFE倍，晶體管將處于導通狀態。比如三極管C極驅動一個40mA繼電器，設β=600，基極所需電流=1/600*40mA=0.067mA=67uA，67uA*(1.5～2)＝134uA。 兩個晶體管組成的達林頓連接： 2SC3113、2SD1804三極管通過5V可直接驅動24V負載，集成ULN2803、ULN2003為達林頓輸出。 ------------------------------------------------------------ 3、數字三極管 數字三極管是1-2個電阻集成到三極管內部，節省了外部電阻的裝配，降低了用戶的使用成本。 ------------------------------------------------------------ 4、三極管組成的電流源 1）電流源計算 分析通過Q1和Q2如何實現1mA恒流？ 無論VCC和Vin怎么變化都可以實現恒流，實現寬電壓輸入。上圖所示這個電路中，單片機的的I/O口輸出Vin： Vin=Vb+(Vb-0.7)*R2/(R1*β)=Vb+(Vb-0.7)*3.5K/0.7K*100 ? ? ?=Vb+0.05Vb-0.035 ? ? ?=1.05Vb-0.035=Vin 令Vin=1.4V，可得Vb=1.36V；當令Vb=1.4V時，Vin=1.05*1.4-0.035=1.435V，以上三極管的Vbe壓降按照0.7V算，VCES按照0.3V算。 只要Vin大于等于1.435V，VCC大于等于VRL+VCES1+VR1。如果把RL用PTC100代替，設計恒流源為1mA，根據VCC大于等于VRL+VCES1+VR1=100Ω*1mA+0.3V(Q1的飽和壓降)+700Ω*1mA=1.1V。 綜上所述，恒流必須要滿足VCC大于等于1.1V，Vin大于等于1.435V，這個電流源恒成立。Q1的Ie=Ic+Ib，通過公式可以看出Ie的電流由Ic和Ib共同決定，即Ic提供不了1mA電流Ib會補，正常Ic電流遠遠大于Ib，所以Q1實現了恒流。當負載Ic突然變大時，Ve的電位會升高，Q1的Vbe壓降會變小，Ib也會變小，Ic也會變小。當負載Ic變小時，Ve會變小，Vbe會變大，Ib會變大，Ic變大。這樣就實現了閉環調節。當Vin不斷變大時，R1的壓降大于等于0.7V時Q2會導通，Ve會被Q2的BE壓降鉗位在0.7V，此時仍能保持Q1的Ie穩定1mA輸出。 ------------------------------ 2）應用實例 具體的仿真文件搜索我的百度網盤“固態繼電器_輸入恒流仿真”。 由R1、R2、Q1、Q2構成恒流電路，保證控制電壓大范圍內變動時，光電耦合器可靠地工作。控制端加上電壓時，電流流過R1使Q1導通，則Q2也導通，Q2發射極與基極間電壓保持在0.6V左右，即R2兩端電壓約為0.6V，所以流過R2的電流為0.6V/R2，則流過光電耦合器的電流也為0.6V/R2，基本不隨控制電壓的變化而變化。 實測R1=47R，控制電壓在3~30V之間變化時，Q1的集電極電流維持在11mA左右，變化量不超過±1mA。光電耦合器實現了以光為介質的信號傳輸，使輸入/輸出端可靠隔離，隔離帶耐壓1kV以上。功率開關選用雙向晶閘管，R3為觸發限流電阻，在U2兩端再并47R電阻串聯CBB100nF/400V電容用來吸收瞬間的高電壓。 ------------------------------------------------------------------------------------------------------------- 二、場效應管 １、電路符號 1）S(源極)、D(漏極)、G(柵極)的判定 G極，不用說比較好認。 S極，不論是P溝道還是N溝道，兩根線相交的就是。 D極，不論是P溝道還是N溝道，是單獨引線的那邊。 ------------------------------ 2）P溝道、N溝道判定依據 ------------------------------ 3）寄生二極管的方向判定 ------------------------------------------------------------ 2、作用、電路連接與導通截止分析 １）作用 （１）信號切換作用 ---------------- （2）電壓通斷作用 A、信號控制使用的MOS管，只要電壓，不需要電流，要求導通時產生的壓降Vds最小，首選Vgs=4.5v左右，對信號控制來說，原則上是選擇導通時產生的壓降越小越好。 B、電源控制使用的MOS管，既要電壓也要電流，要求完全導通，要求Id最大，產生的壓降Vds最小，首選Vgs=10v左右。 C、NMOS高邊驅動：若只用原+1.5_SUS驅動Vgs將無法完全打開PQ53，因PQ53導通后會造成Vgs壓降為0關斷，一般采取高驅動電壓。對于雙管驅動的電路，采用自舉電容。 更為詳細的內容請見：自舉電路原理分析。------------------------------
2）電路連接與導通截止分析
MOS管用做開關時在電路中的連接方法：MOS管中的寄生二極管方向是關鍵。
在筆記本主板上用到的NMOS可簡單分作兩大類： A、信號切換用MOS管： UG比US大3V---5V即可，實際上只要導通即可，不必須飽和導通。 比如常見的：2N7002、2N7002E、2N7002K、2N7002D、FDV301N。 B、電壓通斷用MOS管： UG比US應大于10V以上，而且開通時必須工作在飽和導通狀態。 常見的有：AOL1448、AOL1428A、AON7406、AON7702、MDV1660、AON6428L、AON6718L、AO4496、AO4712、AO6402A、AO3404、SI3456DDV、MDS1660URH、MDS2662URH、RJK0392DPA、RJK03B9DP。 PMOS管則和NMOS條件剛好相反。 ------------------------------------------------------------ 3、MOS管在實際電路中的應用-隔離 所謂的MOS管的隔離作用，其實質也就是實現電路的單向導通，它就相當于一個二級管。 但在電路中我們常用隔離MOS，是因為：使用二級管，導通時會有壓降，會損失一些電壓。而使用MOS管做隔離，在正向導通時，在控制極加合適的電壓，可以讓MOS管飽和導通，這樣通過電流時幾乎不產生壓降。 筆記本主板上的隔離，其實質是將適配器電壓（+19V）和電池電壓（+12V左右）分隔開來。不讓它們直接相通。但又能在拔除任意一種電源時，保證電腦都有持續的供電，實現電源無縫切換。 筆記本電腦中用到的隔離MOS管只有兩個。 下面我們來分步討論一下它的原理，為了方便，隔離MOS管都用二級管代替表示。 MOS管作用總結： （1）MOS管用作開關時（不論N溝道還是P溝道），一定是寄生二極管的負極接輸入端，正極接輸出端或接地。否則就無法實現開關功能了。所以，N溝道一定是D極接輸入，S極接輸出或地。P溝道則相反，一定是S極接輸入，D極接輸出。 （2）MOS管用作隔離時（不論N溝道還是P溝道），寄生二極管的方向一定是和主板要實現的單向導通方向一致。? （3）筆記本主板上用PMOS做隔離管的最常見，但也有極少的主板用NMOS來實現。 （4）仿真電路見https://download.csdn.net/download/liht_1634/85526591。 ------------------------------------------------------------ 4、實物判定 1）從實物分辨三個極 ------------------------------ 2）萬用表判定N、P溝道 判斷溝道的方法已經介紹了，接下來簡單談下依據。 MOS管（絕緣柵增強型）的G極與S極、D極之間絕緣；而S極與D極在沒有導通之前內阻很大，也可以簡單認為是斷開的。 因此，G，D，S之間用二極體檔測量時，應該是兩兩都不相通。 以上是在沒有考慮MOS管內部的寄生二極管的前提下得出的結論。 而實際上，在測量判斷溝道類型時，這個存在于DS極之間的體內二極管（寄生二極管）才是關鍵！ G極、D極和S極知道后，N溝道P溝道的判斷方法和前面還是一樣： 測量的注意事項： 以上都是在MOS管沒有被接入任何電路的情形下，進行的測量。 （1）如果MOS管在板時進行測量，測量的值會受到所在電路的影響，有可能會誤導判讀。建議在板測量出異常時，最好取下進行一次復判。 （2）測量前，最好用表筆金屬針頭部分短接MOS管G極與S極，以釋放MOS管G極可能殘留的靜電電荷。因為G極如果存在靜電電壓可能會造成D與S極處于導通狀態，而引起誤判。 （3）我們這里測量用的是數字萬用表。（當調至“二極管檔”時，紅表筆是正極（+），黑表筆是負極（-）） 如果使用指針式萬用表，注意紅黑表筆上電壓極性剛好相反，請注意測量的結果應該顛倒才對。 （4）測量中，當紅表筆接G極，黑表筆接S極之后，有可能在接下來測量DS這組值時，發現DS間竟短路了，二極體值接近0.001V。? ?本來在前面剛測量過是好的。有些MOS管短路很快就消失了，而有些則需要較長時間才恢復。? ? ? ? ? ? 這同樣是因為MOS管GS極間存在一定的極間電容，測量中引入的電壓在上面殘留。如果電壓極性剛好符合MOS管導通條件，此時測量DS間當然就會表現為短路現象。只有當GS極間電容上的電荷漏光或消散完后，DS間才會恢復截止狀態。 解決辦法：用表筆金屬針頭部分短接MOS管G極與S極，釋放MOS管GS極間電容上殘留的電荷。? 如果再次測量DS間仍然短路，才能判定MOS管短路了。 ------------------------------------------------------------ 5、常用型號總結 ------------------------------------------------------------ 6、場管應用電路 場管原理、作用及組成電路 ------------------------------------------------------------ 7、多個MOS管并聯開關引起的振蕩 1）產生原因 并聯MOS的諧振電路由寄生電感和寄生電容組成（取決于其頻率）。 一般來說，開通和關斷開關轉換期間會出現電流不平衡現象。這是由于并聯功率MOS之間的開關時間差異所致。開關時間的差異很大程度上取決于柵源閾值電壓Vth的值。即Vth值越小，開通時間越快；Vth值越大，關斷時間越快。因此，當電流集中在Vth較小的MOS中時，開通和關斷期間都會發生電流不平衡現象。這種電流不平衡會對器件施加過高的負載，并引發故障。并聯連接時，為了減少瞬態開關期間的開關時間差異，最好使用Vth接近的功率MOS。 此外，若并聯MOS在其互連線路中的雜散電感不同，電路接線布局也是開關轉換期間引發電流不平衡的一個原因。尤其是源極電感會影響柵極驅動電壓。最好使并聯MOS之間的互連線路長度相等。 當最快的MOS關斷時，其漏極電壓上升。漏極電壓的上升通過柵漏電容Cgd傳遞到另一個MOS的柵極端子，導致MOS發生意外運轉，造成寄生振蕩。此外，并聯MOS共用一個低阻抗路徑，因此也很容易發生寄生振蕩。 ------------------------------ 2）消除措施 （1）MOS管兩端并聯RC吸收 （2）為每個MOS的柵極插入一個柵極電阻器R1或一個鐵氧體磁珠，這樣可減小諧振電路的品質因數，從而減小正反饋環路的增益。實驗證實，為并聯的每個MOS插入串聯柵極電阻器可以有效防止發生寄生振蕩。 （3）MOS管DS間并聯電容 這個電容一般100pF以下。 A.MOS管關閉的時候，可以抑制DS之間的dv/dt速度，減小Vds尖峰。 B.在MOS管開通的時候，儲存的能量會通過MOS管耗散，加大開關損耗(硬開關)。 還有對EMC通常會有幫助，設計布板需要預留，EMC時適當調整。最好串電阻，熱量會消耗在電阻上，還可以抑制關斷時MOS管振鈴。 移相全橋的超前橋臂的零電壓關斷就是靠DS電容。電流要先給DS充電，電容電壓升高，如果在電容電壓升高的過程中MOS管就已經關端，不就是類似零電壓關斷？當然這個只是近似。 ------------------------------------------------------------ 8、MOS管的導通過程及損耗分析1）MOS管導通過程分析
MOS管和三極管的特性曲線分別如圖1和圖2所示，它們各自區間的命名有所不同，其中MOS管的飽和區也稱為恒流區、放大區。
其中一個主要的不同點在于MOS管有個可變電阻區，而三極管則是飽和區，沒有可變電阻區的說法。從圖中也能明顯看出，MOS管在可變電阻區內，Vgs一定時，Id和Vds近似為線性關系，不同Vgs值對應不同的曲線斜率，即漏極D和源極S之間的電阻值Rds受控于Vgs；而三極管在飽和區內，不同Ib值的曲線都重合在一起，即曲線斜率相同，阻值相同。
圖1
圖2
MOS管導通過程中的各電壓電流曲線如圖3所示，其中Vgs曲線有著名(臭名昭著)的米勒平臺，即Vgs在某段時間(t3-t2)內保持不變。
圖3
我們知道MOS管是壓控器件，不同于三極管是流控器件，但是實際上MOS管在從關斷到導通的過程也是需要電流（電荷）的，原因是因為MOS管各極之間存在寄生電容Cgd，Cgs和Cds，如圖4所示。
MOS管導通條件是Vgs電壓至少達到閾值電壓Vgs(th)，其通過柵極電荷對Cgs電容充電實現，當MOS管完全導通后就不需要提供電流了，即壓控的意思。
這三個寄生電容參數值在MOS管的規格書中一般是以Ciss，Coss和Crss形式給出，其對應關系為：Cgd=Crss；Cds=Coss-Crss；Cgs=Ciss-Crss。
圖4
在MOS管的規格書上一般還有如圖5所示的柵極充電曲線，其可以很好地解釋為何Vgs電壓會有米勒平臺。
Vgs一開始隨著柵極電荷的增加而增加，但是當Vgs增加到米勒平臺電壓大小Vp時，即使柵極電荷繼續增加，Vgs也保持不變，因為增加的柵極電荷被用來給Cgd電容進行充電。
因此，MOS管會有對應的Qgs，Qgd和Qg電荷參數，如圖6所示。在MOS管截止時，漏極電壓對Cgd充電，Cgd的電壓極性是上正下負；當MOS管進入米勒平臺后，大部分的柵極電荷用來對Cgd進行充電，但是極性與漏極充電相反，即下正上負，因此也可理解為對Cgd反向放電，最終使得Vgd電壓由負變正，結束米勒平臺進入可變電阻區。
米勒平臺時間內，Vds開始下降，米勒平臺的持續時間即為Vds電壓從最大值下降到最小值的時間。由此可見米勒平臺時間與電容Cgd大小成正比，在通信設備行業中-48V電源的緩啟動電路經常在MOS管柵漏極間并聯一個較大的電容，以延長米勒平臺時間來達到電壓緩啟動的目的。
圖5
圖6
米勒平臺電壓的大小可以近似地通過以下公式進行估算，Id=gfs(Vp-Vgs(th))，通過規格書可以得到閾值電壓Vgs(th)和跨導gfs，根據電路參數可以得到漏極電流Id，因此，可以近似推算出米勒平臺電壓Vp。但是需要注意的是跨導gfs并不是一個常數，規格書中給出的數值都是基于一定的Vds和Id條件下得到的。此外，還有另外一種估算方法Id=K(Vp-Vgs(th))2，根據規格書中的參數計算
出常數K，然后計算得到Vp。
了解了MOS管的米勒平臺后，我們可以分析一下圖3所示導通過程中MOS管電壓電流的變化曲線。
以常見的MOS管開關電路為例，
在t0~t1時間段內，Vgs小于閾值電壓Vgs(th)時，MOS管處于截止區關斷，漏極電流Id=0，漏源極電壓差Vds為輸入電壓Vin。
在t1~t2時間段內，隨著Vgs從閾值電壓Vgs(th)逐漸增大至米勒平臺電壓Vp，電流Id從0開始逐漸增大至最大值，MOS管開始導通，并進入恒流區（飽和區）。此時Vds仍舊維持不變，但是實際電路中可能會由于各種雜散寄生電感等因素的影響（Ldi/dt產生壓降），也會產生一部分壓降損失，導致實際的Vds會略微下降。同三極管類似，**MOS管在飽和區內具有相似的放大特性，其公式為：
Id=gfsVgs，gfs為MOS管的跨導，**可從規格書中得到。
在t2~ t3時間段內，當Id逐漸增大至最大值（由電路參數決定）時，MOS管開始進入米勒平臺，由于電流Id已經達到最大值保持不變，所以Vgs=Id/gfs亦保持不變，即從公式角度也可以解釋米勒平臺。
在t2~t3時間段內，Vds開始以一定斜率下降。但是實際下降的斜率在整個時間段內并非一直保持不變。因為MOS管的Cgd電容在這個過程中是變化的，一開始Cgd較小，之后變大，所以實際的VDS曲線斜率會稍有變化，即一開始Cgd電容小，電壓下降較快，之后Cgd電容較大，電壓下降較慢，Cgd電容值的變化曲線如圖7所示。
在t3之后，MOS管進入可變電阻區，米勒平臺結束，Vgs電壓在柵極電荷的驅動下繼續升高至最大值，Vds則電壓下降至最低值Rds(on)Id。圖3 MOS管導通曲線的簡化版如圖8所示，分析問題時圖8已經足夠使用。MOS管關斷時的分析過程相反，其變化曲線如圖9所示。
圖8
圖9
t1和t2的時間可以根據RC充放電原理進行近似計算，t1=RgCissln(Vgs/(Vgs-Vgs(th)))，t2= RgCiss*ln(Vgs/(Vgs-Vp))，其中Vgs為柵極驅動電壓大小，Rg為柵極驅動電阻。t2值近似于規格書
中的參數延時導通時間td(on)。
米勒平臺的持續時間tp可以通過以下公式近似計算：由于該時間段內Vp保持不變，因此柵極驅動電流大小Ig=(Vgs-Vp)/Rg，tp=Qgd/Ig。tp=t3-t2，近似于規格書中的參數上升時間tr。?
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2）MOS管損耗分析
MOS管損耗主要有開關損耗（開通損耗和關斷損耗，關注參數Cgd(Crss)）、柵極驅動損耗（關注參數Qg）和導通損耗(關注參數Rds(on))等。
以如圖10所示的同步BUCK拓撲為例進行說明，由于高側的開關管Q1和低側的同步管Q2組成一個半橋結構，為了防止兩個MOS管同時導通而使輸入回路短路，因此兩個MOS管的驅動信號會存在一個死區時間，即兩個MOS管都關斷。
在死區時間內，由于電感的電流不能突變，因此同步管Q2的寄生體二極管將率先導通進行續流。正是由于體二極管導通后，同步管Q2才被驅動導通，在忽略二極管壓降的情況下，同步管Q2導通時兩端電壓為0，可以看作是0電壓導通；同步管Q2導通后，其兩端電壓為0直至關斷，因此也是0電壓關斷。因此，同步管Q2基本沒有開關損耗，這意味著對于同步管的選取，功耗主要取決于與導通電阻RDS(on)相關的導通損耗，而開關損耗可以忽略不計，因此不必考慮柵極電荷Qg。而高側的開關管Q1由于開通和關閉時都不是0電壓，因此要基于導通損耗和開關損耗綜合來考慮。
所謂開關損耗是指MOS管在開通和關斷過程中，電壓和電流不為0，存在功率損耗。由前述MOS管導通過程可知，開關損耗主要集中在t1~t3時間段內。而米勒平臺時間和MOS管寄生電容Crss成正比，其在MOS管的開關損耗中所占比例最大，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOS管的開關損耗中起主導作用。因此對于MOS管的選型，不僅需要考慮柵極電荷Qg和柵極電阻Rg，也需要同時考慮Crss(Cgd)的大小，其同時也會在規格書的上升時間tr和下降時間tf參數上有間接反映，MOS
管的關鍵參數如圖11所示。
MOS管的各種損耗可以通過以下公式近似估算：
導通損耗：
Q1管：P(HO) = D × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)；
Q2管：P(LO) = (1 - D) × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)；
系數1.3主要是考慮MOS管的導通電阻會隨著溫度的升高而增加。
柵極驅動損耗：
PGC = n ×VCC × Qg × fSW；
n表示MOS管的個數（MOS管選型相同時），fSW表示開關頻率；柵極驅動損耗主要是發生在電源控制芯片上，而非MOS管上，但是其大小與MOS管的參數有關。
開關損耗：
PSW = 0.5× Vin × Io × (tr + tf) × fSW；
系數0.5是因為將MOS管導通曲線看成是近似線性，折算成面積功率，系數就是0.5；Vin是輸入電壓，Io是輸出電流；tr和tf是MOS管的上升時間和下降時間，分別指的是漏源電壓從90%下降到10%和漏源電壓從10%上升到90%的時間，可以近似看作米勒平臺的持續時間，即圖3中的(t3-t2)。另外，規格書中的td(on)和td(off)可以近似看作是Vgs電壓從0開始上升到米勒平臺電壓的時間，即圖3中的t2。
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3）米勒振蕩
米勒平臺大家首先想到的麻煩就是米勒振蕩。（即，柵極先給Cgs充電，到達一定平臺后再給Cgd充電）因為這個時候源級和漏級間電壓迅速變化，內部電容相應迅速充放電，這些電流脈沖會導致mos寄生電感產生很大感抗，這里面就有電容，電感，電阻組成震蕩電路（能形成2個回路），并且電流脈沖越強頻率越高震蕩幅度越大。
所以最關鍵的問題就是這個米勒平臺如何過渡。Gs極加電容，減慢mos管導通時間，有助于減小米勒振蕩。防止mos管燒毀。 過快的充電會導致激烈的米勒震蕩，但過慢的充電雖減小了震蕩，但會延長開關從而增加開關損耗。Mos開通過程源級和漏級間等效電阻相當于從無窮大電阻到阻值很小的導通內阻（導通內阻一般低壓mos只有幾毫歐姆）的一個轉變過程。比如一個mos最大電流100a，電池電壓96v**，在開通過程中，有那么一瞬間（剛進入米勒平臺時）mos發熱功率是P=VI(此時電流已達最大，負載尚未跑起來，所有的功率都降落在MOS管上)，P=96100=9600w！這時它發熱功率最大，然后發熱功率迅速降低直到完全導通時功率變成1001000.003=30w（這里假設這個mos導通內阻3毫歐姆）。
開關過程中這個發熱功率變化是驚人的。 如果開通時間慢，意味著發熱從9600w到30w過渡的慢，mos結溫會升高的厲害。所以開關越慢，結溫越高，容易燒mos。為了不燒mos，只能降低mos限流或者降低電池電壓，比如給它限制50a或電壓降低一半成48v，這樣開關發熱損耗也降低了一半，不燒管子了。這也是高壓控容易燒管子原因，高壓控制器和低壓的只有開關損耗不一樣（開關損耗和電池端電壓基本成正比，假設限流一樣），導通損耗完全受mos內阻決定，和電池電壓沒任何關系。
總之就是開關慢不容易米勒震蕩，但開關損耗大，管子發熱大，開關速度快理論上開關損耗低（只要能有效抑制米勒震蕩），但是往往米勒震蕩很厲害（如果米勒震蕩很嚴重，可能在米勒平臺就燒管子了），反而開關損耗也大，并且上臂mos震蕩更有可能引起下臂mos誤導通，形成上下臂短路。所以這個很考驗設計師的驅動電路布線和主回路布線技能。最終就是找個平衡點（一般開通過程不超過1us）。開通損耗這個最簡單，只和導通電阻成正比，想大電流低損耗找內阻低的。
| ? ? ? ? ? ? ? ? ?G40N150D電氣參數 | |
| 反向擊穿電壓BVceo(V) | 1500 |
| 集電極最大連續電流IC(A) | 40 |
| 工作電壓(V) | 1000 |
| 輸出功率(w) | >2000 |
| 工作頻率(kHz) | <100 |
| 柵板門限電壓UGe。(V) | 5．5 |
| 集、射極間飽和電壓Uce(v) | 3．5 |
| 集、射極間是否有阻尼保護二極管 | 內含阻尼保護二極管 |
6、? IGBT的應用
-------------------------------------------------------------------------------------------------------------總結
以上是生活随笔為你收集整理的电子元件-三极管/MOS/IGBT的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。
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