GSM信號的測量

現(xiàn)代高度發(fā)達(dá)的通信技術(shù)可以讓人們在地球的任意地點(diǎn)控制頻譜分析儀，因此就更要懂得不同參數(shù)設(shè)置和不同信號條件對顯示結(jié)果的影響。

典型的全球移動通信系統(tǒng)(GSM)的信號測量如圖1所示,它清楚地標(biāo)明了重要的控制參數(shù)設(shè)置和測量結(jié)果。IFR2399型頻譜分析儀利用彩色游標(biāo)來加亮測量區(qū)域，此例中，被加亮的測量區(qū)域是占用信道和上下兩個相鄰信道的中心50kHz頻帶。

顯示的水平軸(頻率軸)中心頻率為900MHz,掃頻頻寬為1MHz,而每一小格代表l00kHz。頂部水平線表示0dBm,垂直方向每一格代表10dB。信號已經(jīng)被衰減了10dB,測量顯示的功率電平已考慮了此衰減。

圖1GSM信道帶寬顯示和功率測量GSM是以兩個25MHz帶寬來傳送的:從移動發(fā)射機(jī)到基站采用890MHz到915MHz,從基站到移動接收機(jī)采用935MHz到960MHz。這個頻帶被細(xì)分為多個200kHz信道，而第50個移動發(fā)送信道的中心頻率為900MHz,如圖1所示。該信號很明顯是未調(diào)制載波,因?yàn)樗念l譜很窄。實(shí)際運(yùn)用中，一個GSM脈沖串只占用200kHz稍多一點(diǎn)的信道帶寬。

按照GSM標(biāo)準(zhǔn),在發(fā)送單個信道脈沖串時,時隙持續(xù)0.58ms,而信道頻率以每秒217次的變化速率進(jìn)行慢跳變,再加上掃頻儀1.3s的掃描時間,根據(jù)這些條件可以判定這是一個沒有時間和頻率跳變的靜態(tài)測試,沒有跡象表明900陽z的信號是間斷信號。

為了保證良好的清晰度,選用1kHz的分辨帶寬(RBW)濾波器。較新的頻譜分析儀中的模擬濾波器的形狀系數(shù)(3dB:60dB)為11,意思是60dB時濾波器帶寬(從峰值衰減60dB)是3dB時濾波器帶寬(從峰值衰減3dB)的11倍,即11kHz比1kHz。

與此相比,數(shù)字濾波器的形狀系數(shù)還不到5。例如一個3dB帶寬為50kHz的帶通濾波器,其60dB帶寬只有60kHz,這幾乎是矩形通帶。它保證在計算平均功率時只含有50kHz以外區(qū)域很小一點(diǎn)的功率。作為對比,如果分辨帶寬RBW50kHz,使用前面提及的模擬濾波器而不是數(shù)字濾波器,其60dB帶寬將為550kHz。

標(biāo)記1處的信號電平是4.97dBm。為了使噪聲背景出現(xiàn)在屏幕上,顯示軌跡線已向上偏移了10dB(在圖中不易察覺),這是由于信號峰值被預(yù)先衰減10dB使其不超過頂部水平線,這也是信號峰值讀數(shù)比參考電平高的原因。

圖中主信道功率(CHP)讀數(shù)為7.55dBm,與峰值(標(biāo)記1處)的讀數(shù)4.978m不一致其原因就是主信道功率是在50kHz測量帶寬內(nèi)計算的而標(biāo)記1的讀數(shù)是峰值。公式1定義了在整個帶寬內(nèi)計算主信道功率的方法。

其中,

CHPwr:信道功率,單位dBm

CHBW:信道帶寬

Kn:噪聲帶寬與分辨帶寬之比

N:信道內(nèi)象素的數(shù)目

Pi:以1mW為基準(zhǔn)的電平分貝數(shù)(dBm)

圖1中,分辨帶寬為1kHz,信道帶寬為50kHz。據(jù)式(1),先將在紅色游標(biāo)之間的每個像素功率電平(dBm)的對數(shù)值轉(zhuǎn)化成線性功率電平毫瓦(mW)并求其平均值,然后按照測量帶寬與分辨帶寬之比來修正該值,以求得信道功率電平。

對于帶有VGA顯示的頻譜分析儀來說,500個像素對應(yīng)水平軸的10個刻度。因此,在紅色游標(biāo)之間有25個像素,每個像素表示2kHz。(1)式的第二

表示50kHz測量帶寬內(nèi)線性功率電平的平均值。假設(shè)900MHz處的峰值只有一個像素寬,其峰值功率3.14mW除以25(像素數(shù)),可得到功率平均值為0.126mW。

對于具有高斯響應(yīng)的有4或5個極點(diǎn)的安捷倫濾波器而言,噪聲功率帶寬與分辨帶寬之比為1.06,即Kn為1.06。假設(shè)IFRRBW濾波器與安捷倫RBW濾波器一樣,那么(1)式第一部分變?yōu)?0/1.06=47.2。最后結(jié)果為7.73dBm。

上述計算結(jié)果接近7.55dBm。在假設(shè)峰值只占有一個像素寬時,為什么剛才計算的功率比顯示的功率大?這是因?yàn)榉逯悼赡苄∮?kHz,即小于一個像素的寬度。一些頻譜分析儀可將像素細(xì)分以得到更大的測量精度。這種情況下,很容易判斷出連續(xù)波占用的寬度小于1個像素所示的2kHz,比如1.8kHz。

如果像素被細(xì)分為10等份,則平均功率為3.14×1.8/2/25=0.113mW。此時,主信道功率(CHP)等于7.27dBm。當(dāng)然50kHz以外區(qū)域的測量帶寬可提供一些功率,但是其單個像素寬的峰值被攤薄后,可下降達(dá)25dB,意思是該區(qū)域內(nèi)兩個或多個像素寬信號的功率將小于峰值功率1/300,所以不用加入總數(shù)里。

在數(shù)字系統(tǒng)里,很窄的連續(xù)波(單音信號)的顯示和相關(guān)測量是有問題的,根據(jù)定義,一條線不能小于1個像素的寬度,可是,實(shí)際信號可能很窄。

最后一個影響顯示的參數(shù)是視頻帶寬(VBW),設(shè)為1kHz。它與RBW不同,RBW決定到達(dá)檢測器的信號能量,而VBW則處理被檢測電平的顯示。如果RBW比較大,那么就有更多的噪聲到達(dá)檢測器。選擇一個比RBW、窄的VBW可以使顯示平滑,但卻增加了掃描時間。對于某些信號的測量,快速掃描、寬的RBW、窄的VBW的組合是最適宜的。

選用比RBWW值小的VBW,則顯示的頻譜不能跟蹤檢測到的快速峰值,因而產(chǎn)生失真。而當(dāng)VBW值等于RBW時,可看到平滑噪聲的功能降低,但減少的不是很多。圖1中,有意地減小了背景噪聲,這對所做的測量來說不是很重要。

頻譜分析儀指標(biāo)對測量的影響

最好的頻譜分析儀,也不是完美無缺的。諸如因?yàn)檩斎氲交祛l器的電平太大引起的信號壓縮、儀器內(nèi)部產(chǎn)生的熱噪聲、內(nèi)部振蕩器的相位噪聲、二次諧波失真以及三次、四次交調(diào)失真等,都會產(chǎn)生誤差。

例如,如果兩個功率相同,但頻率分別為f1和f2的信號,驅(qū)動一個完美的理想的線性放大器,那么就只有兩個原始頻率輸出。而現(xiàn)實(shí)的放大器是非線性的,會產(chǎn)生兩個頻率的多種組合,包括

2f1—f2,2f2—f1,3f1—2f2,3f2—2f1...

頻譜分析儀有點(diǎn)象非線性放大器,它的響應(yīng)可以用一個幕級數(shù)表示,

V0=a1Vi十a(chǎn)2Vi2+a3Vi3+…+anVin,

其中電壓為rms(有效值),Vi對應(yīng)混頻器輸入的電壓,V0對應(yīng)檢測電壓。

除了簡單放大增益項(xiàng)a1以外,將產(chǎn)生多個高次項(xiàng)。若要增大頻譜分析儀的動態(tài)范圍,處理好第三、第四階交調(diào)失真(IMD)項(xiàng)尤為重要。

對于相對簡單的測試,現(xiàn)代頻譜分析儀提供了多種控制設(shè)置的組合,它們對測量精度的影響是不同的。例如,安捷倫E4440A型的自動組合模式,包括RBW濾波器,VBW濾波器(不采用VBW=RBW),掃頻寬度及掃描時間,且根據(jù)輸入衰減設(shè)定了參考電平。

某文獻(xiàn)中建議的測量步驟,保證頻譜分析儀產(chǎn)生的交調(diào)失真(IMD)至少低于被測信號(DUT)本身18dB,意味著頻譜分析儀引起的失真對測量(DUT)失真的影響少于1dB。

圖2CDMA信號偏移885kHz的動態(tài)范圍圖

相鄰信道功率比(ACPR)或低電平IMD的測量要更困難,更需要注意頻譜分析儀的能力。圖2顯示了頻譜分析儀的熱噪聲、相位噪聲和第三、第五階交調(diào)失真與混頻器電平的關(guān)系。由于精確測量ACPR所需的動態(tài)范圍接近或超出了很多頻譜分析儀的性能極限,所以必須全面考慮之后才有把握進(jìn)行正確測量。

總結(jié)

以上是生活随笔為你收集整理的频谱仪测试gsm信号测试软件,怎样用频谱分析仪测试和分析GSM信号的全部內(nèi)容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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