RRU原理詳解，光口子系統(tǒng)+Low-Phy

• CPRI與eCPRI
• • CPRI協(xié)議
  • eCPRI協(xié)議
• O-RAN
• Low-Phy
• • MIMO多天線技術(shù)
  • OFDM正交頻分復(fù)用技術(shù)
  • • FFT與IFFT
  • MIMO技術(shù)的實(shí)現(xiàn)
• 數(shù)據(jù)通道
• • 數(shù)字混頻(Mixer)
  • FIR濾波器
  • • FIR濾波器串并行結(jié)構(gòu)
• DUC(數(shù)字上變頻)濾波器
• DDC(數(shù)字下變頻)濾波器
• CFR(Crest Factor Reduction)算法
• DPD(Digital Pre-Distortion)算法
• 數(shù)字預(yù)失真DPD與PA(功率放大器)
• JESD204B接口協(xié)議
• 模擬信號(hào)模塊
• • DAC數(shù)模轉(zhuǎn)換器
  • LNA
  • ADC模數(shù)轉(zhuǎn)換器

關(guān)于RRU系統(tǒng)的框架與基本原理

CPRI與eCPRI

CPRI協(xié)議

接口標(biāo)準(zhǔn)：
1、上行中，CPRI支持I和Q各4到10位的采樣寬度；在下行中，支持I和Q各8到20位的采樣寬度。
2、在用戶(hù)面(L1)支持的傳輸速率至少為200Kbit/s，另外協(xié)議規(guī)定控制面每AxC(天線載波)至少支持25Kbit/s。
3、在RRU中，為產(chǎn)生本地時(shí)鐘的主要參考時(shí)鐘，必須同步于從端口的位時(shí)鐘。CPRI保證RRU完成時(shí)鐘同步必須小于10s。
4、線位速率：最小線位速率是614.4Mbit/s，所有線位速率都是以基本碼速率3.84Mbit/s為基礎(chǔ)的。

CPRI的鏈路層定義了一個(gè)同步的幀結(jié)構(gòu)。幀結(jié)構(gòu)中最重要的概念是基本幀和超幀。基本幀的頻率是3.84MHz，每個(gè)基本幀包含16個(gè)時(shí)隙，根據(jù)線路速率的不同，時(shí)隙的大小分別是1B，2B，4B。

定義超幀的目的是為CPRI協(xié)議增加控制和同步功能。每256個(gè)基本幀構(gòu)成一個(gè)超幀(一個(gè)無(wú)線幀由150個(gè)超幀組成)。這個(gè)控制結(jié)構(gòu)中，逐級(jí)嵌套的256個(gè)控制字按每4個(gè)字一組編為64個(gè)子信道。子信道序號(hào)Ns=0～63，每個(gè)子信道里的控制字序號(hào)Xs=0～3，一個(gè)嵌套里的控制字序號(hào)X=Ns+64×Xs，即每個(gè)子通道內(nèi)的相鄰時(shí)隙，相互間隔是64個(gè)基本幀長(zhǎng)度。

下圖是CPRI的狀態(tài)機(jī)轉(zhuǎn)換圖：

CPRI協(xié)議的不足：
（1）CPRI數(shù)據(jù)量過(guò)大
每一個(gè)天線數(shù)據(jù)的采樣都會(huì)比編碼成15+15=30bit的IQ數(shù)據(jù)。導(dǎo)致BBU與RRU之間需要傳輸高帶寬的數(shù)據(jù)。
一根9.8G的光纖，在沒(méi)有IQ壓縮的情況下，只能承載2個(gè)4T4R的20M小區(qū)。1個(gè)4T4R的50M小區(qū), 1個(gè)2T2R的100M小區(qū), 1個(gè)1T1R的200M小區(qū)。
（2）無(wú)法支持5G的大規(guī)模陣列天線的場(chǎng)景
比如64天線的100M小區(qū)，需要32跟9.8G的CPRI， 很顯然，這是很不現(xiàn)實(shí)的，CPRI已經(jīng)無(wú)法無(wú)法勝任5G的應(yīng)用場(chǎng)景。
（3）雖然CPRI協(xié)議是標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議
CPRI并沒(méi)有對(duì)承載的L3層協(xié)議進(jìn)行規(guī)范，3GPP也沒(méi)有對(duì)齊進(jìn)行規(guī)范，導(dǎo)致不同廠家的BBU與RRU無(wú)法互聯(lián)互通。
（4）CPRI協(xié)議雖然標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議，但并不通用。
為了克服上述（1）和（2）的缺點(diǎn)，引入的eCPRI協(xié)議。(enhanced CPRI)
為了克服上述（3）和（4）的缺點(diǎn)，指定了5G O-RAN前傳接口。

正因?yàn)槿绱?#xff0c;所以才有改進(jìn)出eCPRI的機(jī)會(huì)。

eCPRI協(xié)議

eCPRI的設(shè)計(jì)思路很簡(jiǎn)單，既然通信協(xié)議棧上傳輸?shù)臄?shù)據(jù)會(huì)層層加碼，越到物理層數(shù)據(jù)量越大，那就如上圖所示，把在BBU上處理的數(shù)據(jù)上移一層（High Phy往上的BBU處理），下面的交給RRU去處理（Low Phy往下的RRU處理），這樣BBU和RRU之間的數(shù)據(jù)量就少了，代價(jià)是RRU的復(fù)雜度提升。

eCPRI：具有如下的特點(diǎn)：
該網(wǎng)絡(luò)由eCPRI節(jié)點(diǎn)組成，包括 eRECs / eREs，傳輸網(wǎng)絡(luò)( transport network(fronthaul network) )和其他網(wǎng)絡(luò)元素，例如用于定時(shí)的GM / BC和用于網(wǎng)絡(luò)管理的EMS / NMS。
不支持物理級(jí)別的主端口/從端口分類(lèi)。
?SAP_S：PTP和同步以太網(wǎng)的主服務(wù)器通常不是eREC。
?SAP_CM：某些M-plane可能由EMS / NMS管理。
eCPRI層位于傳輸網(wǎng)絡(luò)層之上，傳輸網(wǎng)絡(luò)(fronthaul network)可能包括一些本地網(wǎng)絡(luò)，例如 eREC / eRE供應(yīng)商提供的本地交換機(jī)。
eCPRI支持以下的邏輯連接：
? 點(diǎn)對(duì)點(diǎn)
?指向多點(diǎn)
?多點(diǎn)到多點(diǎn)
eCPRI節(jié)點(diǎn)需要實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)膫鬏斁W(wǎng)絡(luò)層協(xié)議，以支持冗余，安全性和QoS等功能。

一般來(lái)說(shuō)大家都選擇承載在MAC層幀之上，這種方案，通常處于低延時(shí)的考慮，因此這種情形下，eCPRI協(xié)議的解析，與CPRI協(xié)議類(lèi)似，通常由FPGA專(zhuān)用的eCPRI IP核來(lái)完成。

eCPRI協(xié)議中上下行鏈路：
1、向下:eCPRI協(xié)議是封裝在UDP、TCP協(xié)議之上，也可跳過(guò)TCP/IP協(xié)議棧，直接承載在MAC以太網(wǎng)幀之上。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)時(shí)，為了降低PHY_High與PHY_Low之間的延時(shí)，通常把eCPRI協(xié)議直接封裝在MAC層以太網(wǎng)幀之上。
2、向上:提供了與CPRI協(xié)議一樣的三個(gè)服務(wù)訪問(wèn)點(diǎn)：
User Plane（用戶(hù)面）數(shù)據(jù)：在這里就是PHY_High與PHY_Low之間的IQ手機(jī)用戶(hù)數(shù)據(jù)，是通過(guò)eCPRI協(xié)議進(jìn)行封裝的。
Sync（同步面）：這里是PHY_High與PHY_Low之間的同步，是RRU與DU之間時(shí)鐘同步，該服務(wù)主要是標(biāo)準(zhǔn)的IEEE1588協(xié)議提供。
控制與管理協(xié)議：控制協(xié)議是PHY_High與PHY_Low的信令消息。管理協(xié)議主要只對(duì)RRU的OAM（操作、維護(hù)、管理）數(shù)據(jù)，它通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)的HTTP或ssh協(xié)議承載。而控制協(xié)議，主要用于PHY_High與PHY_Low之間的信令控制，可以通過(guò)eCPRI協(xié)議承載，也可以通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)UDP或TCP承載，通常情況下，會(huì)通過(guò)eCPRI協(xié)議來(lái)承載。

eCPRI協(xié)議的消息頭結(jié)構(gòu)：
Revision：協(xié)議版本
C: 串聯(lián)指示，0表示eCPRI的數(shù)據(jù)凈荷eCPRI message中終止; 1表示eCPRI的數(shù)據(jù)凈荷還沒(méi)有傳輸結(jié)束，后續(xù)的eCPRI message中繼續(xù)傳輸與本數(shù)據(jù)凈荷為一體的數(shù)據(jù)。C標(biāo)志位的引入，為eCPRI協(xié)議傳輸大于65535字節(jié)的數(shù)據(jù)凈荷提供了技術(shù)保障，可以這樣說(shuō)，只要雙方的內(nèi)存空間和延時(shí)需要允許，eCPRI可以傳送任何字節(jié)大小的數(shù)據(jù)凈荷。
eCPRI Message Type：eCPRI協(xié)議類(lèi)。
eCPRI Paylod size：16bit，指明本message中，eCPRI凈荷的大小。

進(jìn)入5G時(shí)代，鑒于運(yùn)營(yíng)商的利益考慮，各個(gè)運(yùn)營(yíng)商對(duì)基站制造商的黑盒子表示不太接受，因?yàn)?G需要的基站數(shù)量巨大，而以前由于黑盒子的情況（以前的基站設(shè)備對(duì)運(yùn)營(yíng)商來(lái)說(shuō)是黑盒子），導(dǎo)致你的設(shè)備需要從同一個(gè)制造商來(lái)采購(gòu)成套的，可以理解為被套死。因此提出了一個(gè)叫O-RAN的協(xié)議規(guī)范。

O-RAN

O-RAN：開(kāi)放無(wú)線接入網(wǎng)聯(lián)盟（協(xié)議規(guī)范）, 其主要的宗旨就是在5G的規(guī)范的基礎(chǔ)之上，制定未開(kāi)放接口的規(guī)范，推動(dòng)無(wú)線接入網(wǎng)向開(kāi)放化、白盒化、開(kāi)源化方向放發(fā)展。
eCPRI作為無(wú)線接入網(wǎng)RAN中DU與RU之間的標(biāo)準(zhǔn)接口，稱(chēng)為fronthual接口，這是O-RAN關(guān)注一個(gè)重點(diǎn)：
（1）eCPRI協(xié)議與CPRI協(xié)議類(lèi)似，只是傳輸層協(xié)議，并沒(méi)有定義其業(yè)務(wù)訪問(wèn)點(diǎn)之上的應(yīng)用層協(xié)議規(guī)范，如IQ數(shù)據(jù)格式，實(shí)時(shí)控制面數(shù)據(jù)格式， 因此需要新的規(guī)范了約束這些應(yīng)用接口， O-RAN的作用就體現(xiàn)出來(lái)了。
（2）OAM管理面和1588同步面都從eCPRI服務(wù)中剝離出去了，它們可以通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)的TCP/IP協(xié)議棧進(jìn)行傳輸，不一定需要eCPRI來(lái)承載，因此OAM管理面和1588同步面的協(xié)議規(guī)范，無(wú)法被eCPRI協(xié)議所規(guī)定， O-RAN的作用由體現(xiàn)出來(lái)了。
（3）eCPRI協(xié)議是O-RAN多個(gè)前傳接口規(guī)范之一，如圖所示：

O-RAN將基站系統(tǒng)劃分為O-CU(控制單元)、O-DU(分布單元)、O-RU(射頻單元)，其中，O-CU 和 O-DU 之間的高層分離接口沿用了 3GPP F1 接口，O-DU 與 O-RU 之間的底層分離接口根據(jù)協(xié)議棧分離點(diǎn)的不同，存在多種劃分方案，包括 Option6（即nFAPI 接口）、Option7（即 eCPRI 接口）和 Option8（即CPRI 接口）。
其中，Option7 最顯著的特點(diǎn)是將物理層劃分為 PHY-High 和 PHY-Low，可通過(guò)壓縮技術(shù)來(lái)降低O-DU 和 O-RU 之間所需的前傳帶寬需求。Option7 又可進(jìn)一步細(xì)分為 Option7-1、Option7-2 和 Option7-3。

因?yàn)镺-RAN將Option7分為3個(gè)子接口，因此又可以提到有關(guān)Low-Phy的東西了。（這一部分很難，數(shù)學(xué)理論很多很雜，我只描述一個(gè)大概，不會(huì)做太深入的講解）。暫時(shí)不會(huì)提High-Phy，我暫時(shí)沒(méi)有接觸過(guò)這方面。

Low-Phy

Low-Phy包括哪些處理呢？

預(yù)編碼矩陣，MIMO”層“到邏輯天線端口映射：對(duì)映射到MIMO各層的數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)編碼，并完成對(duì)邏輯天線端口的映射，邏輯天線端口的數(shù)目可以大于等于MIMO的“層數(shù)”。

信道估計(jì)與信道均衡：MIMO技術(shù)采用多天線收發(fā)。由于天線之間的物理位置差異，收發(fā)雙方通過(guò)多根天線之間的位置關(guān)系產(chǎn)生了多種不同的收發(fā)路徑效果，如果這多種路徑效果最終能很有效的結(jié)合起來(lái)互相彌補(bǔ)不足，則可以達(dá)到更好的傳輸質(zhì)量。

RE時(shí)頻資源映射RE mapping：把數(shù)據(jù)映射到一定帶寬的載波的各個(gè)子載波的時(shí)頻資源上。

數(shù)字波束賦形Digital Beamforming：通過(guò)控制各自子載波的相位權(quán)重，自控各個(gè)子載波的波束賦型。

快速傅里葉變換FFT與逆變換IFFT以及循環(huán)前綴處理：OFDM多址復(fù)用。

CPRI物理端口映射：把IQ AxC格式的時(shí)域OFDM符號(hào)，映射到不同的CPRI物理端口上。當(dāng)BBU與RRU之間有多條CPRI連接的時(shí)候，這個(gè)映射就很重要。

MIMO多天線技術(shù)

最早的多天線技術(shù)是一種接收分集技術(shù)。多條接收通道同時(shí)處于深度衰落的可能性比單天線通道處于深度衰落的可能性小很多。接收分集可以提高無(wú)線傳輸?shù)目煽啃?#xff0c;基站側(cè)布置多個(gè)接收天線實(shí)現(xiàn)上行接收分集較為容易。但終端側(cè)布置多個(gè)天線會(huì)提高手機(jī)復(fù)雜度和成本，實(shí)現(xiàn)較困難，那能不能在基站側(cè)實(shí)現(xiàn)發(fā)射分集（多天線發(fā)射相同的數(shù)據(jù)流）來(lái)提高下行傳輸可靠性呢？人們嘗試這樣做，但發(fā)現(xiàn)多天線發(fā)送相同的數(shù)據(jù)流，他們是相互干擾的，甚至?xí)嗷サ窒?#xff0c;起不到分集的作用。想要實(shí)現(xiàn)發(fā)送分集，必須解決發(fā)送天線之間無(wú)線鏈路的正交性問(wèn)題。有了OFDM技術(shù)后，多天線正交性的問(wèn)題最終被攻克，于是MIMO技術(shù)成熟。

OFDM正交頻分復(fù)用技術(shù)

OFDM技術(shù)：將高速信息數(shù)據(jù)流通過(guò)串并變換，分配到速率相對(duì)較低的若干子信道中傳輸，每個(gè)子信道中的符號(hào)周期相對(duì)增加，這樣可減少因無(wú)線信道多徑時(shí)延擴(kuò)展所產(chǎn)生的時(shí)間彌散性對(duì)系統(tǒng)造成的碼間干擾。另外，由于引入保護(hù)間隔，在保護(hù)間隔大于最大多徑時(shí)延擴(kuò)展的情況下，可以最大限度地消除多徑帶來(lái)的符號(hào)間干擾。如果用循環(huán)前綴作為保護(hù)間隔，還可避免多徑帶來(lái)的信道間干擾。

與FDM的區(qū)別：采用N個(gè)重疊的子頻帶，子頻帶間正交，因而在接收端無(wú)需分離頻譜就可將信號(hào)接收下來(lái)。

優(yōu)點(diǎn)：正交的子載波可以利用快速傅利葉變換（FFT/IFFT）實(shí)現(xiàn)調(diào)制和解調(diào)。對(duì)于N點(diǎn)的IDFT運(yùn)算，需要實(shí)施N^2次復(fù)數(shù)乘法，而采用常見(jiàn)的基于2的IFFT算法，其復(fù)數(shù)乘法僅為（N/2）log2N，可顯著降低運(yùn)算復(fù)雜度。
在OFDM系統(tǒng)的發(fā)射端加入保護(hù)間隔，主要是為了消除多徑所造成的ISI。其方法是在OFDM符號(hào)保護(hù)間隔內(nèi)填入循環(huán)前綴，以保證在FFT周期內(nèi)OFDM符號(hào)的時(shí)延副本內(nèi)包含的波形周期個(gè)數(shù)也是整數(shù)。這樣時(shí)延小于保護(hù)間隔的信號(hào)就不會(huì)在解調(diào)過(guò)程中產(chǎn)生ISI。由于OFDM技術(shù)有較強(qiáng)的抗ISI能力以及高頻譜效率，2001年開(kāi)始應(yīng)用于光通信中，相當(dāng)多的研究表明了該技術(shù)在光通信中的可行性。

FFT與IFFT

我們從系數(shù)表示法轉(zhuǎn)換成點(diǎn)值表示法只是為了計(jì)算卷積的時(shí)候減小時(shí)間復(fù)雜度，但最后對(duì)我們有幫助、便于分析的仍然是系數(shù)表示法。所以在對(duì)點(diǎn)值表示法的多項(xiàng)式進(jìn)行卷積之后，仍需要將其再次轉(zhuǎn)換回系數(shù)表示法。
這種轉(zhuǎn)換方式稱(chēng)為逆快速傅里葉變換。

如果說(shuō)FFT用公式來(lái)表示是

則IFFT用公式來(lái)表示就是

FFT和IFFT的作用就是減少卷積運(yùn)算的時(shí)間復(fù)雜度。

MIMO技術(shù)的實(shí)現(xiàn)

把貨物運(yùn)送的港口的過(guò)程分為三個(gè)步驟：
步驟一：打包方式的選擇（類(lèi)似傳輸塊TB的形成）；
步驟二：根據(jù)貨物的種類(lèi)和去往的目的地進(jìn)行初步的分類(lèi)（類(lèi)似層映射）；
步驟三：運(yùn)輸公司的選擇（預(yù)編碼矩陣的選擇）。
運(yùn)輸公司確定好之后，由運(yùn)輸公司選擇港口，而發(fā)貨方無(wú)須關(guān)心由哪個(gè)港口發(fā)送。

預(yù)編碼是將層數(shù)據(jù)映射到不同的天線端口，不同的子載波上，不同的時(shí)隙上，以便實(shí)現(xiàn)分集或復(fù)用的目的。預(yù)編碼過(guò)程就是空時(shí)編碼的過(guò)程。從編碼調(diào)制后的數(shù)據(jù)發(fā)送到天線口的過(guò)程。以公司發(fā)貨過(guò)程為例，層映射就是將自己的貨物初步分類(lèi)，而預(yù)編碼過(guò)程則是運(yùn)輸公司安排不同的發(fā)貨方式。

預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)已經(jīng)確定了天線端口，也就是說(shuō)確定了空間維度的資源；在每個(gè)天線端口上，將預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)在子載波和時(shí)隙組成的二維物理資源（RE）上。接下來(lái)生成OFDM符號(hào)，插入CP，然后從各個(gè)天線端口發(fā)送給出去。

在接收端，通過(guò)多天線接收機(jī)將接收下來(lái)的信號(hào)，從OFDM的時(shí)頻資源讀取相應(yīng)的數(shù)據(jù)，經(jīng)過(guò)預(yù)編碼與層映射逆過(guò)程，然后解調(diào)、去擾、去交織、解碼，最后恢復(fù)出原始信息比特。

數(shù)據(jù)通道

數(shù)字混頻(Mixer)

NCO產(chǎn)生方法一：查表法
將正弦值計(jì)算出來(lái)，按順序存在表里，用相位累加值作為查表地址進(jìn)行取值。將值輸出與信號(hào)采樣值相乘，實(shí)現(xiàn)移頻。
優(yōu)點(diǎn)：最有效，最簡(jiǎn)單
缺點(diǎn)：需要一個(gè)較大的容器存儲(chǔ)正弦值。

NCO產(chǎn)生方法二：CORDIC算法
做加減以及移位實(shí)現(xiàn)移頻。
通過(guò)一系列固定、與運(yùn)算基數(shù)相關(guān)的角度不斷偏擺以逼近所需要的角度。旋轉(zhuǎn)后需進(jìn)行一次模校正運(yùn)算。

作用：產(chǎn)生離散的正弦波，用于后期與采樣信號(hào)進(jìn)行混頻；簡(jiǎn)單的NCO就是通過(guò)查表法產(chǎn)生（存儲(chǔ)一個(gè)周期的正弦離散值）。位寬表示產(chǎn)生信號(hào)精度，離散值精度比較高，得出的波形更平滑。

坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)法：只涉及移位和加減法
因?yàn)槔奂悠鞯妮敵鼋嵌确秶鶾0,2π]，但是CORDIC的計(jì)算范圍是
[-π/2,π/2]利用三角函數(shù)的對(duì)稱(chēng)性，[0,2π]八分圓將角度范圍映射到[0,π/4]。當(dāng)α在1、3、5、7的八分圓時(shí)，β=?(八分圓的絕對(duì)角度值)；當(dāng)α在2、4、6、8的八分圓時(shí)，β=π/4-?。
最后可能需要補(bǔ)8個(gè)頂點(diǎn)。

FIR濾波器

FIR濾波器的幾種實(shí)現(xiàn)方法先說(shuō)一下：

窗函數(shù)法：用一個(gè)窗函數(shù)去乘理想單位取樣響應(yīng)得到，在時(shí)域內(nèi)將單位取樣響應(yīng)加權(quán)截尾得到其逼近函數(shù)抽頭。
但是沒(méi)有解決在給定抽頭的情況下如何設(shè)計(jì)一個(gè)最佳濾波器的問(wèn)題。

由于沒(méi)有精確對(duì)應(yīng)抽頭的窗函數(shù)，因此當(dāng)不滿(mǎn)足要求時(shí)，時(shí)通過(guò)適當(dāng)調(diào)整窗函數(shù)或抽頭，然后進(jìn)行重復(fù)直至得到符合預(yù)期的結(jié)果。

頻率采樣法：從頻域出發(fā)，將給定的理想頻率響應(yīng)加以等間隔采樣。


取樣點(diǎn)內(nèi)插值對(duì)濾波結(jié)果有較大影響，這種情況下需要另外做優(yōu)化設(shè)計(jì)來(lái)解決。

最大誤差最小化法(等波紋逼近)：這種設(shè)計(jì)法與前兩種比較可以使濾波器的最大逼近誤差均勻分布。階數(shù)相同時(shí)，這種設(shè)計(jì)法使濾波器的最大逼近誤差最小，通帶最大衰減最小，阻帶最小衰減最大；指標(biāo)相同時(shí)，這種設(shè)計(jì)法使濾波器階數(shù)最低。

等波紋逼近法的設(shè)計(jì)在于找到濾波器的系數(shù)向量h(n)，使得在通帶和阻帶內(nèi)的最大絕對(duì)值幅度誤差為最小。

用Hd(ω)表示希望逼近的幅度特性函數(shù)(必須滿(mǎn)足線性相位約束條件)，ε(w)為加權(quán)誤差函數(shù)，W(ω)為幅度誤差加權(quán)函數(shù)。

FIR濾波器串并行結(jié)構(gòu)

在保證計(jì)算速度的條件下，減少資源的使用，但需要利用RAM和讀寫(xiě)地址相互配置來(lái)實(shí)現(xiàn)各種順序的數(shù)據(jù)輸出。

DUC(數(shù)字上變頻)濾波器

數(shù)字上變頻DUC(Digital Up Converter)，無(wú)線電發(fā)射鏈路中，數(shù)字信號(hào)經(jīng)過(guò)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)，模擬信號(hào)經(jīng)過(guò)混頻后得到比原始信號(hào)高的期望的射頻中心頻率，然后信號(hào)經(jīng)過(guò)放大到適當(dāng)?shù)墓β孰娖?#xff0c;最后經(jīng)過(guò)限制帶寬后經(jīng)天線發(fā)射出去。這種混頻頻率向上變化的方式叫做上變頻。

數(shù)字上變頻的實(shí)現(xiàn)方法一般為將I/Q兩路基帶信號(hào)，通過(guò)內(nèi)插濾波，變?yōu)檩^高速率的基帶信號(hào)，再通過(guò)數(shù)字混頻器分別對(duì)兩路信號(hào)進(jìn)行調(diào)制輸出中頻信號(hào)。完成對(duì)輸入信號(hào)的頻譜搬移，生成調(diào)制后中頻信號(hào)。

由于內(nèi)插后，頻譜的周期會(huì)變成原來(lái)的1/T，因此在數(shù)字坐標(biāo)軸上會(huì)產(chǎn)生重復(fù)的波形，稱(chēng)為鏡像。所以對(duì)序列進(jìn)行內(nèi)插時(shí)，要想保持原始的頻譜特性不變，需要添加低通FIR濾波器以消除鏡像頻譜。

對(duì)于插值器來(lái)說(shuō)，為了提高效率，通常將積分器放在梳狀濾波器之后，使積分器工作在高采樣頻率，而梳狀濾波器則工作在插值前的低采樣率下。

DDC(數(shù)字下變頻)濾波器

DDC的主要目的是經(jīng)過(guò)數(shù)字混頻將AD采集的中頻（IF）數(shù)字信號(hào)頻譜下變頻到基帶信號(hào)，然后完成抽取濾波恢復(fù)原始信號(hào)，它包含采樣、正交變換、數(shù)字濾波、抽取算法。主要的電路模塊由四部分組成：數(shù)控振蕩器NCO、數(shù)字混頻器、抽取、數(shù)字濾波器。

DDC主要由數(shù)字控制振蕩器（NCO） 、混頻器（mixer） 、濾波器（filter）等部分組成 , DDC是將中頻信號(hào)與數(shù)字控制振蕩器產(chǎn)生的載波信號(hào)進(jìn)行混頻 ,再經(jīng)過(guò)低通濾波器得到基帶信號(hào) ,實(shí)現(xiàn)了下變頻功能。

數(shù)字下變頻的基本原理就是把輸入信號(hào)與本地振蕩信號(hào)相乘, 將射頻信號(hào)通過(guò)混頻, 搬移到中頻段, 再進(jìn)行 ADC采樣。
DDC的核心是將中頻 A /D 采樣信號(hào)與 DDC中的數(shù)字控制振蕩器 (NCO )產(chǎn)生的本地?cái)?shù)字中頻載波信號(hào)進(jìn)行混頻 ,將中頻信號(hào)下變頻到基帶。

為了抗混疊，在抽取前會(huì)加上低通濾波器，當(dāng)抽取倍數(shù)為2時(shí)，添加的濾波器一般為半帶濾波器。半帶濾波器是一種特殊的低通FIR濾波器，這種濾波器由于通帶和阻帶相對(duì)于Nyquist頻率的一半對(duì)稱(chēng)，因而有近一半的濾波器系數(shù)為零，同時(shí)，一般在設(shè)計(jì)時(shí)，都會(huì)選擇系數(shù)為2的抽取因子，這樣可以會(huì)大大減少濾波器的運(yùn)算量。后面的低通濾波器主要的作用就是為了防止抽取濾波器進(jìn)行頻率抽取造成的頻譜混疊。

實(shí)現(xiàn)高效抽取時(shí)，通常將后面的抽取器提到梳狀濾波器之前，使得積分器工作在高采樣率下，而梳狀濾波器工作在抽取后的低采樣率下。

CFR(Crest Factor Reduction)算法

峰值窗削峰

脈沖抵消削峰


1、峰值搜索主要完成對(duì)信號(hào)包絡(luò)峰值的判斷
2、削峰處理模塊主要完成對(duì)原始信號(hào)的削峰功能
3、抵消脈沖產(chǎn)生和成型模塊完成抵消脈沖的產(chǎn)生和抵消脈沖的成型
4、峰值脈沖抵消模塊完成最終的峰值抵消處理

脈沖成型主要是通過(guò)濾波器實(shí)現(xiàn)的：
1、濾波器在固定頻點(diǎn)的頻響是否有足夠的抑制
2、濾波器的通帶和止帶跟輸入信號(hào)的頻譜相關(guān)
3、根據(jù)削峰的性能、EVM等要求，確定濾波器的抑制
4、硬件資源開(kāi)銷(xiāo)和性能的綜合設(shè)計(jì)優(yōu)化

DPD(Digital Pre-Distortion)算法

服務(wù)對(duì)象：射頻功率放大器
作用：改善功放的線性，提高發(fā)射信號(hào)的質(zhì)量
關(guān)鍵技術(shù)：反饋信號(hào)處理、數(shù)據(jù)預(yù)處理技術(shù)、預(yù)失真模型建立、預(yù)失真參數(shù)求解等。

DPD在數(shù)字域?qū)Ψ诺氖д孢M(jìn)行預(yù)處理，通過(guò)在數(shù)字域建立起功放的逆模型，最終信號(hào)通過(guò)數(shù)字預(yù)失真器和功放后失真被抵消，從而達(dá)到改善功放失真的目的。

數(shù)字預(yù)失真DPD與PA(功率放大器)

為什么要通過(guò)數(shù)字預(yù)失真技術(shù)，使一個(gè)正常的信號(hào)失真呢？
當(dāng)功率放大器的輸入功率加大到某一值后，輸入和輸出之間不再是線性關(guān)系。此時(shí)再增加輸入信號(hào)的功率，雖然可以增大輸出功率，輸出功率的增加遠(yuǎn)低于輸入功率的增加，即輸出功率效率下降。
更重要的是，在非線性區(qū)，輸出信號(hào)與輸入信號(hào)不再是線性放大的關(guān)系，導(dǎo)致信號(hào)失真！
要盡量避免功率放大器對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行非線性放大，要盡量對(duì)信號(hào)進(jìn)行線性放大。

如果直接讓信號(hào)工作在線性區(qū)，確實(shí)不會(huì)引起這些問(wèn)題。但是實(shí)際的通信系統(tǒng)面臨如下的問(wèn)題：信號(hào)的幅度變化較大，峰均比（信號(hào)峰值與信號(hào)均值的比值）比較高，這就意味著即使信號(hào)均值落在線性區(qū)，信號(hào)的峰值也有可能落在非線性區(qū)。
如果信號(hào)峰值和均值都落在線性區(qū)，這功率放大器的利用率就很低，大部分時(shí)間工作在低功率區(qū)，對(duì)功率放大器是很大的浪費(fèi)，功率放大器的線性區(qū)間越寬，價(jià)格越貴，并且價(jià)格相差很大。
移動(dòng)通信系統(tǒng)中，要增加信號(hào)的覆蓋區(qū)，需要增大發(fā)射功率。
所以在系統(tǒng)中加入了數(shù)字預(yù)失真DPD和削峰CFR。

采集功放輸出后的中頻信號(hào)，并與輸入信號(hào)進(jìn)行處理，得到功放的預(yù)失真參數(shù)，并對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真處理，提高功放的線性指標(biāo)。DPD數(shù)學(xué)模型和參數(shù)需要完全匹配當(dāng)前PA的模型，當(dāng)PA變化后，DPD數(shù)學(xué)模型或參數(shù)也需要相應(yīng)的改動(dòng)。

下圖是反饋鏈路的詳細(xì)系統(tǒng)框圖

圖中提到了一個(gè)帶限模型，這里說(shuō)一下帶限系統(tǒng)是個(gè)什么樣的東西。
“帶限”系統(tǒng)就是帶寬有限制的系統(tǒng)，在射頻通信系統(tǒng)中，影響帶寬的一個(gè)重要的因素就是DAC，即數(shù)模轉(zhuǎn)換器。
ADC需要對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行數(shù)字采樣，而采樣就涉及到采樣頻率，采樣頻率與模擬信號(hào)的帶寬直接的關(guān)系。舉例，假如輸入信號(hào)帶寬為100MHz，5階模型對(duì)應(yīng)的帶寬就是500MHz，根據(jù)奈奎斯特采樣定理，則ADC采樣率需要達(dá)到1G。
“帶限”系統(tǒng)中，在DPD與功率放大器PA之間，增加了一些組件，如DAC功能模塊，會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)的輸入信號(hào)的帶寬受到了極大的限制，不可能無(wú)限帶寬。如LTE的帶寬為20M, 5G NR的帶寬在400M等。

理想的DPD效果圖如下：
將功放輸入信號(hào)首先通過(guò)功放特性F(α)的反函數(shù)β(V)進(jìn)行預(yù)失真處理，通過(guò)預(yù)失真使得功放失真得到抵消，從而提高功放輸出的線性指標(biāo)。

JESD204B接口協(xié)議

子類(lèi)1使用SYSREF同步，子類(lèi)2使用SYNC進(jìn)行同步。只有子類(lèi)1和子類(lèi)2支持確定性延遲–發(fā)送端到接收端之間的鏈路延遲固定。

SYNC接口：在subclass1中，主要用于接收端發(fā)起同步請(qǐng)求，SYNC信號(hào)應(yīng)與接收器件的幀時(shí)鐘同步，SYNC為低電平有效。
SYSREF：在subclass1中，SYSREF用于確定一個(gè)統(tǒng)一的Device Clock，使本地的多幀時(shí)鐘與幀時(shí)鐘相位與Device Clock對(duì)齊。

鏈路同步步驟：
1、代碼組同步(CGS)
2、初始化鏈路同步(ILAS)
3、正常數(shù)據(jù)傳輸

完成鏈路同步所需的信號(hào)有系統(tǒng)參考時(shí)鐘(設(shè)備時(shí)鐘)、至少一組CML物理信號(hào)連接(a lane)以及同步信號(hào)(SYNC~和可選的SYSREF)。以上所需的信號(hào)根據(jù)JESD204B子類(lèi)的不同會(huì)不一樣：

1,子類(lèi)0需要設(shè)備時(shí)鐘、lanes、SYNC~
2,子類(lèi)1需要設(shè)備時(shí)鐘、lanes、SYNC~、SYSREF
3,子類(lèi)2需要設(shè)備時(shí)鐘、lanes、SYNC~

代碼組同步階段(CGS)：
1、Rx通過(guò)驅(qū)動(dòng)SYNC拉低向TX發(fā)出同步請(qǐng)求。
2、Tx連續(xù)傳輸/K28.5/字符(10位/字符)。
3、當(dāng)Rx接收到至少4個(gè)連續(xù)的/K28.5/符號(hào)沒(méi)有錯(cuò)誤，然后Rx驅(qū)動(dòng)SYNC引腳拉高。否則同步失敗，鏈接保留在CGS階段。
4、當(dāng)所有的接收端器件撤銷(xiāo)同步請(qǐng)求后，發(fā)送端器件仍繼續(xù)發(fā)送/K/碼，直到下一個(gè)LMFC邊界(本地多幀時(shí)鐘)。
5、CGS階段結(jié)束，ILAS階段開(kāi)始。

初始通道同步（ILAS）：
1、在JESD204B中，發(fā)送模塊捕捉到SYNC~信號(hào)的變換，在下一個(gè)本地多幀（LMFC）邊界上啟動(dòng)ILAS。
2、ILAS主要對(duì)齊鏈路的所有通道，驗(yàn)證鏈路參數(shù)，以及確定幀和多幀邊界在接收器的輸入數(shù)據(jù)流中的位置。
3、ILAS由4個(gè)多幀組成。每個(gè)多幀最后一個(gè)字符是多幀對(duì)齊字符/A，第一，三，四個(gè)多幀以/R字符開(kāi)始，以/A字符結(jié)束。接收器以各通道的最后一個(gè)字符/A對(duì)齊接收器內(nèi)各通道內(nèi)各多幀的末尾。
4、這些特定的控制字符只用于初始通路對(duì)齊序列中，而不用在數(shù)據(jù)傳輸?shù)娜魏纹渌A段。CGS和ILAS階段不加擾。
5、RX模塊中的FIFO吸收信道偏移。

lane同步：
發(fā)射時(shí)，lanes信號(hào)的同步是指：在SYNC信號(hào)沒(méi)有拉高之前會(huì)緩存到一個(gè)類(lèi)似寄存器的緩存器中，且當(dāng)SYNC拉高后根據(jù)緩存情況（所有線的多幀的第一個(gè)幀開(kāi)頭都緩存下來(lái)后），在確定性延時(shí)結(jié)束后且，在SYNC拉高后的第一個(gè)LMFC時(shí)一起發(fā)送數(shù)據(jù)(從多幀的一個(gè)幀的幀頭開(kāi)始往外發(fā))。

接收時(shí)，lanes信號(hào)的同步是指：在SYNC信號(hào)沒(méi)有拉高之前會(huì)緩存到一個(gè)類(lèi)似寄存器的緩存器中，且當(dāng)SYNC拉高后根據(jù)緩存情況（所有線的多幀的第一個(gè)幀開(kāi)頭都緩存下來(lái)后），在確定性延時(shí)時(shí)間滿(mǎn)了后在LMFC時(shí)接收到第一個(gè)多幀的第一個(gè)幀的幀頭開(kāi)始算是有效數(shù)據(jù)。

模擬信號(hào)模塊

發(fā)射機(jī)：BBU下發(fā)信號(hào)經(jīng)過(guò)數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)，再經(jīng)過(guò)濾波、變頻、放大、增益控制完成模擬小信號(hào)處理后，傳輸給PA模塊，再次濾波后經(jīng)由天線發(fā)射信號(hào)。

接收機(jī)：主要對(duì)天線接收到的信號(hào)進(jìn)行濾波、放大、模擬混頻、模數(shù)轉(zhuǎn)換，經(jīng)FPGA處理后再傳送給基帶。

DAC數(shù)模轉(zhuǎn)換器

DAC引用于RRU系統(tǒng)下行鏈路中，在接收到數(shù)據(jù)信號(hào)后，通過(guò)內(nèi)部FIFO緩沖，讀出后進(jìn)行內(nèi)插、濾波、NCO調(diào)制和IQ校準(zhǔn)等，最終進(jìn)入DAC模塊轉(zhuǎn)換為模擬輸出。
根據(jù)發(fā)射機(jī)不同的架構(gòu)，DAC輸出的模擬信號(hào)也有不同，同時(shí)會(huì)具有一定的移頻作用。

在DAC模塊中將數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)后，此時(shí)已經(jīng)是類(lèi)似電信號(hào)的模擬信號(hào)了，信號(hào)通過(guò)TX(發(fā)射機(jī))傳輸?shù)絇A(功率放大)模塊進(jìn)行放大處理，再對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波處理，然后與天線信號(hào)一起進(jìn)入上行鏈路。首先要通過(guò)LNA(Low Noise Amplifier, 低噪聲功率放大器)，再通過(guò)RX(接收機(jī))，然后傳入ADC模塊將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化成數(shù)字信號(hào)。

LNA

低噪聲放大器（LNA）位于射頻接收機(jī)的前端，是接收機(jī)的第一級(jí)有源電路。由級(jí)聯(lián)系統(tǒng)的噪聲可以知道，第一級(jí)電路的噪聲系數(shù)會(huì)直接加到系統(tǒng)的總噪聲系數(shù)上，所以LNA的噪聲系數(shù)需要設(shè)計(jì)得盡可能低；同時(shí)為了提高接收機(jī)的接收靈敏度(無(wú)線通信增加距離)，LNA需要提高足夠大的增益；另外，為了減少信號(hào)放大過(guò)程中的失真，LNA需要有良好的線性度；而且通常LNA和天線之間會(huì)有一個(gè)視頻無(wú)源濾波器進(jìn)行濾波，該濾波器的性能對(duì)于它的負(fù)載阻抗非常敏感，所以為了得到良好的濾波特性，LNA的輸入阻抗應(yīng)該匹配到前級(jí)濾波器的輸出阻抗。

ADC模數(shù)轉(zhuǎn)換器

ADC屬于RRU系統(tǒng)中收發(fā)信板接收通道和反饋通道的重要組成部分，ADC模塊的主要作用是將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)輸出。
根據(jù)發(fā)射機(jī)不同的架構(gòu)，DAC輸出的模擬信號(hào)也有不同，同時(shí)會(huì)具有一定的移頻作用。

總結(jié)

以上是生活随笔為你收集整理的RRU原理详解以及eCPRI+Low-Phy(一篇文章让你搞懂RRU---呕心沥血之作)的全部?jī)?nèi)容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問(wèn)題。

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