Un*、IdL分别突变情况下双闭环直流调速系统仿真
?1? 轉速、電流雙閉環調速系統的組成
轉速閉環控制直流調速系統(以下簡稱單閉環系統)用PI調節器實現轉速穩態無靜差，消除負載轉矩擾動對穩態轉速的影響，并用電流截止負反饋限制電樞電流的沖擊，避免出現過電流現象。但轉速單閉環系統并不能按照要求充分控制電流( 或電磁轉矩)的動態過程，為了解決這個問題提出了轉速、電流雙閉環調速系統。
為了使轉速和電流兩種負反饋分別起作用，可在系統中設置兩個調節器，分別引人轉速負反饋和電流負反饋以調節轉速和電流，二者之間實行嵌套(或稱串級)連接如圖1所示。把轉速調節器ASR(Automatic Speed Regulator)的輸出當作電流調節器的輸入，再用電流調節器ACR(Automatic Current Regulator) 的輸出去控制電力電子變換器UPE。從閉環結構上看，電流環在里面,稱作內環;轉速環在外邊，稱作外環。這就形成了轉速、電流雙閉環控制直流調速系統(以下簡稱雙閉環系統)。為了獲得良好的靜、動態性能，轉速和電流兩個調節器一般都采用PI調節器[1]。?
圖1 轉速、電流反饋控制直流調速系統原理圖
Fig.1 ?Schematic diagram of DC speed regulation system with speed and current feedback control
?2 轉速、電流雙閉環調速系統的動態數學模型及其設計
雙閉環調速系統的實際動態結構如圖2所示，在圖1的基礎上增加了濾波環節，包括電流濾波、轉速濾波和兩個給定信號的濾波環節。設置濾波環節的必要性是由于反饋信號檢測中常含有諧波和其他擾動量，為了抑制各種擾動量對系統的影響，需加低通濾波，這樣的濾波環節傳遞函數可用一階慣性環節來表示，其濾波時間常數按需要選定。然而，在抑制擾動量的同時，濾波環節也延遲了反饋信號的作用，為了平衡這個延遲作用，在給定信號通道上加人一個同等時間常數的慣性環節。其意義是，讓給定信號和反饋信號經過相同的延滯，使二者在時間上得到恰當的配合，從而帶來設計上的方便。
設計 PI 參數自適應的電流調節器，并將系統的電流環校正成典型 I 型系統，使電流環在任意轉子位置都具有滿足設計要求的電流響應特性；然后，建立轉速環動態模型，同樣設計了 PI 參數可變的轉速調節器，并將系統的轉速環校正為典型 II 型系統，使轉速環在任意轉子位置都具有良好的穩態性能及轉速動態響應特性。最后，通過仿真和實驗驗證了本文所設計控制策略的可行性[2]。
圖2 雙閉環直流調速系統的動態結構圖
Fig.2 ?Dynamic structure diagram of double closed loop DC speed regulation system
?3 調節器設計
?3.1 電流調節器的設計
?雙閉環直流調速系統的動態結構圖如圖 1，包括電流濾波、轉速濾波和兩個給定信號的濾波環節。 轉速的變化往往比電流變化慢得多，對電流環來說，反電動勢是一個變化較慢的擾動，在電流的瞬變過程中，可以認為反電動勢基本不變，即。把給定濾波和反饋濾波兩個環節都等效地移到環內，同時把給定信號改成，則電流環便等效成單位負反饋系統。和一般都比小得多，可以當作小慣性群而近似地看作是一個慣性環節，其時間常數為。電流環應以跟隨性能為主，應選用典型 I 型系統，應采用 PI 型的電流調節器，其傳遞函數可以寫成。其中，—電流調節器的比例系數；—電流調節器的超前時間常數。為了使校正后的系統動態響應快一些，將調節器零點與控制對象的大時間常數極點對消，選擇?，則電流環的動態結構圖便成為圖 2 所示的典型形式，其中。希望電流超調量,可選,，即[2]。
?3.2 轉速調節器的設計
?電流環經簡化后可視作轉速環中的一個環節，它的閉環傳遞函數
?忽略高次項，可降階近似為，近似條件。電流環在轉速環中應等效為。
原來是雙慣性環節的電流環控制對象，經閉環控制后，可以近似地等效成只有較小時間常數
的一階慣性環節。這就表明，電流的閉環控制改造了控制對象，加快了電流的跟隨作用，這是局部閉環（內環）控制的一個重要功能。
把轉速給定濾波和反饋濾波環節移到環內，同時將給定信號改成，再把時間常數為
和?的兩個小慣性環節合并起來，近似成一個時間常數為的慣性環節，。
?為了實現轉速無靜差，在負載擾動作用點前面必須有一個積分環節，它應該包含在轉速調節器 ASR 中，在擾動作用點后面已經有了一個積分環節，因此轉速環開環傳遞函數應共有兩個積分環節，所以應該設計成典型Ⅱ型系統。
?ASR采用PI調節器，其中，—轉速調節器的比例系數；—轉速調節器的超前時間常數。
?調速系統的開環傳遞函數為
?開環增益
?按照典型Ⅱ型系統參數關系，?，因此，,一般選擇。
?4設計實例
?已知直流電動機： ，；PWM變換器開關頻率: 8kHz, 放大系數，；電樞回路總電阻R=0.05Ω；電樞回路電磁時間常數,電力拖動系統機電時間常數;轉速反饋系數=0.013V*min/r，電流濾波時間常數;電流反饋系數=0.008V/A,轉速濾波時間常數，轉速濾波時間常數;對應額定轉速時的給定電壓；調節器ASR，ACR飽和輸出電壓。
通過設計電流調節器，獲得對應的結構參數為；通過設計轉速調節器，獲得對應的結構參數為。
?由以上述數據繪制出雙閉環調速系統的動態結構仿真圖如圖3所示[3,4]。
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圖3 雙閉環直流調速系統的動態結構仿真圖
Fig.3 ?Dynamic structure simulation diagram of double closed loop DC speed regulation system
?5實驗仿真結果
為了實現突變輸入量，我選擇了兩個階躍信號進行輸入，兩個波形進行疊加得到完整的控制輸入量的突變波形圖如圖4所示。
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圖4 實際控制輸入量波形圖
Fig.4 ?The actual control input waveform chart
?為了實現突變負載，我采用了類似的方法選擇了兩個階躍信號，兩個波形進行疊加得到完整的負載電流的突變波形圖如圖5所示。
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圖5 實際負載電流波形圖
Fig.5 ?Actual load current waveform
?5.1突加控制輸入量仿真實驗
按照圖3建立MATLAB中的Simulink模型
并修改對應的參數。雙擊打開Scope，點擊運行按鈕，進行仿真，獲得圖6所示的轉速動態過程仿真結果。
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圖6 突加控制輸入量的轉速動態仿真結果圖
Fig.6 ?Dynamic simulation results of speed with sudden control input
?獲得圖7所示的電流動態過程仿真結果。
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圖7 突加控制輸入量的電流動態仿真結果圖
Fig.7 ?Current dynamic simulation results of sudden control input
?5.2 突加控制輸入量仿真實驗
按照圖3建立MATLAB中的Simulink模型并修改對應的參數。雙擊打開Scope，點擊運行按鈕，進行仿真，獲得圖8所示的轉速動態過程仿真結果。
圖8 突加負載的轉速動態仿真結果圖
Fig.8 ?Dynamic simulation results of rotating speed under sudden load
獲得圖9所示的電流動態過程仿真結果。
圖9 突加負載的電流動態仿真結果圖
Fig.9 ?Current dynamic simulation results of sudden load
6 結論
突加控制輸入量：從圖7仿真結果可以看到，電流從增長到，然后在一段時間內維持其值等于不變，以后又下降到穩態值；當突加控制輸入量時，重復了啟動時的電流動態過程。從圖6仿真結果可以看到，轉速以最大的加速度進行升速，達到額定轉速之后有一定的超調量，然后進入轉速調節階段，最后經調節達到。
啟動過程的第 1 階段是電流上升階段。突加給定電壓，ASR 的輸入很大，其輸出很快達到限幅值，電流上升也很快，接近其峰值。第二階段，ASR 飽和，轉速環相當于開環系統，電流基本保持不變，拖動系統恒加速，轉速線性增長。第 3階段，當轉速達到給定值后，轉速調節器的給定與反饋電壓平衡，輸入偏差為 0，但由于積分的作用，其輸出還是很大，所以出現超調。 轉速超調之后，ASR 輸入端出現負偏差電壓，使它退出了飽和狀態，進入了線性階段，使速度保持恒定，仿真結果基本上很好的反映出了這一點。突加控制輸入量發生單位動態過程和啟動時的動態過程類似，也有這四個過程。最后調節的結果為轉速提高到，實現了轉速的翻倍和準時間最優的無靜差調速。
突加負載：開始的啟動過程和突加控制輸入量的啟動過程一樣，這里不做累述。從圖9仿真結果可以看到，當突加負載時，電流環調節出現了類似單閉環系統的轉速調節過程，在一段時間內調節電流值等于不變；從圖8仿真結果可以看到，轉速略微下降，出現了動態降落，之后在新的基準值上建立了平衡。
參考文獻
總結
以上是生活随笔為你收集整理的Un*、IdL分别突变情况下双闭环直流调速系统仿真的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。
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