跨阻放大器（TIA）是光學(xué)傳感器（如光電二極管）的前端放大器，用于將傳感器的輸出電流轉(zhuǎn)換為電壓。跨阻放大器的概念很簡(jiǎn)單，即運(yùn)算放大器（op amp）兩端的反饋電阻（R_F）使用歐姆定律V_OUT= I × R_F?將電流（I）轉(zhuǎn)換為電壓（V_OUT）。在這一系列博文中，我將介紹如何補(bǔ)償TIA，及如何優(yōu)化其噪聲性能。對(duì)于TIA帶寬、穩(wěn)定性和噪聲等關(guān)鍵參數(shù)的定量分析，請(qǐng)參見標(biāo)題為“用于高速放大器的跨阻抗注意事項(xiàng)”的應(yīng)用注釋。

在實(shí)際電路中，寄生電容會(huì)與反饋電阻交互，在放大器的回路增益響應(yīng)中形成不必要的極點(diǎn)和零點(diǎn)。寄生輸入和反饋電容的最常見來(lái)源包括光電二極管電容（C_D）、運(yùn)算放大器的共模（C_CM）和差分輸入電容（C_DIFF），以及電路板的電容（C_PCB）。反饋電阻R_F并不理想，并且具有可能高達(dá)0.2pF的寄生并聯(lián)電容。在高速TIA應(yīng)用中，這些寄生電容相互交互，也與R_F交互生成一個(gè)不理想的響應(yīng)。在本篇博文中，我將闡述如何來(lái)補(bǔ)償TIA。

圖1顯示了具有寄生輸入和反饋電容源的完整TIA電路。

圖1：含寄生電容的TIA電路

?

三個(gè)關(guān)鍵因素決定TIA的帶寬：

?? 總輸入電容（C_TOT）。

?? 由R_F設(shè)置理想的跨阻增益。

?? 運(yùn)算放大器的增益帶寬積（GBP）：增益帶寬越高，產(chǎn)生的閉環(huán)跨阻帶寬就越高。

這三個(gè)因素相互關(guān)聯(lián)：對(duì)特定的運(yùn)算放大器來(lái)說(shuō)，定位增益將設(shè)置最大帶寬；反之，定位帶寬將設(shè)置最大增益。

?

無(wú)寄生的單極放大器

這一分析的第一步假定在A_OL響應(yīng)和表1所示的規(guī)格中有一個(gè)單極的運(yùn)算放大器。

DC、AOL(DC)時(shí)運(yùn)算放大器的開環(huán)增益	120dB
運(yùn)算放大器GBP	1GHz
反饋電阻RF	159.15kW

?

表1：TIA規(guī)格

?

放大器的閉環(huán)穩(wěn)定性與其相位裕度ΦM有關(guān)，相位裕度由定義為A_OL× β的環(huán)路增益響應(yīng)來(lái)確定，其中β是噪聲增益的倒數(shù)。圖2和圖3中分別顯示了用來(lái)確定運(yùn)算放大器A_OL和噪聲增益的TINA-TI?電路。圖2配置了一個(gè)開環(huán)配置的在試設(shè)備（DUT），以導(dǎo)出其A_OL。圖3使用了一個(gè)具有理想R_F、C_F和C_TOT的理想運(yùn)算放大器來(lái)得出噪聲增益-1/β。圖3目前不包括寄生元件C_F和C_TOT。

?

圖2：用來(lái)確定A_OL的DUT配置

?

圖3：用來(lái)確定噪聲增益(1/β)的理想放大器配置

?

圖4所示為環(huán)路增益A_OL和1/β的模擬幅度和相位。由于1/β為純阻抗式，其響應(yīng)在頻率中較為平坦。由于該放大器是一個(gè)如圖3所示的單位增益配置，環(huán)路增益是A_OL(dB) + β(dB) = A_OL(dB)。因此，A_OL和環(huán)路增益曲線如圖4所示彼此交疊。由于這是一個(gè)單極系統(tǒng)，因A_OL極的存在，f_d條件下的總相移為90°。最終ΦM為180°-90°= 90°，并且TIA是絕對(duì)穩(wěn)定的。

?

圖4：模擬回路增益，理想狀態(tài)下的A_OL和1/β

?

輸入電容的影響（C_TOT）

讓我們來(lái)分析一下放大器輸入電容對(duì)回路增益響應(yīng)的影響。假設(shè)總有效輸入電容C_TOT為10pF。 C_TOT和R_F組合將在f_z= 1/(2πR_FC_TOT) = 100kHz的頻率條件下在1/β曲線上創(chuàng)建一個(gè)零點(diǎn)。圖5和圖6顯示了電路和產(chǎn)生的頻率響應(yīng)。A_OL和1/β曲線在10MHz條件下相交 — f_z（100kHz）和GBP（1GHz）的幾何平均值。1/β曲線中的零點(diǎn)變成β曲線中的極點(diǎn)。所得的環(huán)路增益將具有如圖6所示的兩極響應(yīng)。

零點(diǎn)使得1/β的幅度以20dB/decade的速度增大，并在40dB/decade接近率（ROC）條件下與A_OL曲線相交，從而形成了潛在的不穩(wěn)定性。頻率為1kHz時(shí)，占主導(dǎo)地位的A_OL極點(diǎn)在回路增益中出現(xiàn)90°的相移。頻率為100kHz時(shí)，零頻率f_z又發(fā)生一次90°的相移。最終影響為1MHz。由于回路增益交叉只在10MHz條件下發(fā)生，f_d和 f_z的總相移將為180°，從而得出ΦM= 0°，并指示TIA電路是不穩(wěn)定的。

?

圖5：含10pF輸入電容的模擬電路

?

圖6：含輸入電容影響時(shí)的模擬回路增益A_OL和（1/β）

?

反饋電容的影響（C_F）

為恢復(fù)因f_z造成的失相，通過(guò)增加與R_F并聯(lián)的電容C_F，將極點(diǎn)f_p1插入1/β響應(yīng)。f_p1處于1/（2πR_FC_F）。為了得到最大平坦度的閉環(huán)巴特沃斯響應(yīng)（ΦM= 64°），使用等式1計(jì)算C_F：

其中，f_-3dB是在等式2中所示的閉環(huán)帶寬：

計(jì)算得出C_F?= 0.14pF，f_-3dB? = 10MHz。f_z處于≈7MHz的位置。反饋電容器包括來(lái)自印刷電路板和R_F的寄生電容。為了最大限度地減少C_PCB，移除放大器的反相輸入和輸出引腳之間的反饋跟蹤下方的接地和電源層。使用諸如0201和0402的小型電阻器，降低由反饋元件產(chǎn)生的寄生電容。圖7和圖8顯示了電路和產(chǎn)生的頻率響應(yīng)。

圖7：包括一個(gè)14pF反饋電容的模擬電路

圖8：包括輸入和反饋電容影響時(shí)的模擬環(huán)路增益A_OL和1/β

?

表2使用波特曲線理論匯總了回路增益響應(yīng)中的拐點(diǎn)。

?

原因	幅度影響	相位影響
AOL主極點(diǎn)，fd?= 1kHz	從1kHz開始，幅度以-20dB/dec的速率下降	頻率為100Hz-10kHz時(shí)，相位從180°開始以-45°/dec的速率下降
fz?= 100kHz 時(shí)1/β零位	在fd的影響下，從100kHz開始，幅度以-40dB/dec的速率下降	頻率為10kHz-1MHz時(shí)，相位從90°開始以-45°/dec的速率下降
fp1?= 7MHz時(shí)1/β極點(diǎn)	在前兩種影響下，回路增益幅度的斜率從-40ddB/dec降至-20dB/dec	從700kHz開始，相位以45°/dec的速率增大，并開始恢復(fù)。其影響將一直持續(xù)增大到700MHz。

?

表2：極點(diǎn)和零點(diǎn)對(duì)回路增益幅度和相位的影響

?

1/β曲線達(dá)到的最大值。在巴特沃斯響應(yīng)中，1/β在其頻率為的最大值附近與A_OL相交。f_d和f_z形成180°的總相移。通過(guò)f_p1再生的相位為，與模擬的65°非常接近。

設(shè)計(jì)TIA時(shí)，客戶必須了解光電二極管的電容，因?yàn)樵撾娙萃ǔＳ蓱?yīng)用確定。考慮到光電二極管的電容，下一步是選擇適合應(yīng)用的正確放大器。

選擇適合的放大器需要理解放大器的GBP、期望的跨阻增益和閉環(huán)帶寬，以及輸入電容和反饋電容之間的關(guān)系。客戶可找到一個(gè)整合本篇博文中所述方程和理論的Excel計(jì)算器。若客戶正在設(shè)計(jì)TIA，一定要查看此計(jì)算器，從而為您節(jié)約大量時(shí)間，省去大量人工計(jì)算。

總結(jié)

以上是生活随笔為你收集整理的您需要了解的跨阻放大器——第1部分的全部?jī)?nèi)容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問(wèn)題。

如果覺得生活随笔網(wǎng)站內(nèi)容還不錯(cuò)，歡迎將生活随笔推薦給好友。