本發(fā)明涉及MPSK信號解調(diào)的頻率同步技術，特別涉及一種適用于MPSK解調(diào)的快速精確頻率同步方法。

背景技術：

在無線數(shù)字通信系統(tǒng)中，載波頻率偏移是影響系統(tǒng)解調(diào)性能指標的重要因素，為了降低誤碼率，提高通信系統(tǒng)的解調(diào)性能，必須在接收端進行估計和校正。針對MPSK的頻率估計，一般采用FFT的方法進行，但由于資源限制，一般FFT點數(shù)不宜超過8192點，過大的FFT不僅資源占用多，處理延時也大，影響了頻率補償?shù)男Ч?#xff1b;而FFT點數(shù)過小，又無法達到所需的頻率精度，使后續(xù)的鎖相環(huán)等帶寬過大，增加了復雜度，降低了通信系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種適用于MPSK解調(diào)的快速精確頻率同步方法，以解決現(xiàn)有的對MPSK的頻率估計在采用FFT方法時所存在的受資源限制，特別是在FFT點數(shù)過大時處理延時較大導致多普勒變化率累積，影響頻率補償；在FFT點數(shù)小時，無法滿足頻率精度需求的問題。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供了一種適用于MPSK解調(diào)的快速精確頻率同步方法，包括以下步驟：

S1：獲取MPSK接收信號，對所述MPSK接收信號采用M次方復乘去調(diào)制的方式進行去調(diào)制處理，恢復得到調(diào)制載波信號，對所述調(diào)制載波信號進行K點的FFT處理，并對FFT處理的結果進行求模后選取其中的最大值得到粗估計頻率值；其中，K為2的整數(shù)次冪值；

S2：根據(jù)所述粗估計頻率值對所述MPSK接收信號的數(shù)據(jù)序列進行頻率粗補償，并對頻率粗補償后的數(shù)據(jù)序列再次進行M次方復乘去調(diào)制，然后進行窄帶濾波處理，再進行N倍抽取，最后通過求模后選取其中的最大值得到精細估計頻率值；

S3：將所述精細估計頻率值與所述粗估計頻率值進行相加，得到最終的DDS頻率字，并采用該DDS頻率字對輸入的MPSK接收信號進行精確頻率補償。

較佳地，采用第一級狀態(tài)機、第二級狀態(tài)機及第三級狀態(tài)機分別執(zhí)行所述步驟S1、S2及S3。

較佳地，采用第一級狀態(tài)機將獲取的所述MPSK接收信號中的復數(shù)數(shù)據(jù)存儲在RAM中，存儲的長度為FFT的長度，并由所述第一級狀態(tài)機進行調(diào)制處理及求模后選取其中的最大值得到所述粗估計頻率值。

較佳地，所述第一級狀態(tài)機將所述粗估計頻率值發(fā)送至所述第二級狀態(tài)機，所述第二級狀態(tài)機讀取RAM中的MPSK接收信號的復數(shù)數(shù)據(jù)并進行頻率粗補償、調(diào)制、窄帶濾波處理、抽取及求模后選取其中的最大值，得到精細估計頻率值。

較佳地，所述第二級狀態(tài)機將所述精細估計頻率值發(fā)送至所述第三級狀態(tài)機，所述第三級狀態(tài)機采用計算的DDS頻率字對外部輸入的MPSK接收信號進行精確頻率補償。

較佳地，窄帶濾波處理時，窄帶濾波的帶寬小于采樣帶寬的1/N。

較佳地，所述FFT處理的K點的值為1024，且所述FFT處理選用基-4FFT運算器執(zhí)行。

本發(fā)明采用新型的分時復用兩級FFT技術，可以用資源占用較小的1024點FFT實現(xiàn)65536點FFT的頻率分辨率和效果，大幅減少了程序資源占用，降低了處理時延，減少了多普勒頻率變化率對頻率估計的影響，提升了精確頻率估計的效果，對解調(diào)中的頻率精確同步的實現(xiàn)有著重要的實際意義。

本發(fā)明方法適用于快速精確同步系統(tǒng)，也適用于連續(xù)或者突發(fā)信號的MPSK解調(diào)系統(tǒng)。

附圖說明

圖1為本發(fā)明方法整體流程圖；

圖2為本發(fā)明優(yōu)選實施例使用的基-4FFT運算器結構示意圖；

圖3為本發(fā)明優(yōu)選實施例的QPSK解調(diào)的快速精確頻率同步方法流程圖。

具體實施方式

為更好地說明本發(fā)明，茲以一優(yōu)選實施例，并配合附圖對本發(fā)明作詳細說明，具體如下：

如圖1所示，本實施例提供的一種適用于MPSK解調(diào)的快速精確頻率同步方法，包括以下步驟：

S1：獲取MPSK接收信號，對所述MPSK接收信號采用M次方復乘去調(diào)制的方式進行去調(diào)制處理，恢復得到調(diào)制載波信號，對所述調(diào)制載波信號進行K點的FFT處理，并對FFT處理的結果進行求模后選取其中的最大值得到粗估計頻率值；這里的K為2的整數(shù)次冪值。

具體地，本實施例中假設在接收端進行載波同步處理時，用于載波頻偏估計的MPSK接收信號基帶表達式如下：

其中，ak為獨立同分布的等概率數(shù)據(jù)，fe為待估計得的載波頻率偏移誤差，T是符號周期，θ0是未知的載波相位，ωk為加性高斯白噪聲。

首先，對輸入星座圖為2π/M旋轉對稱形式的MPSK復數(shù)基帶信號rk采用M次方復乘去調(diào)制的方式進行去調(diào)制處理，恢復出調(diào)制載波。對去調(diào)制后的信號進行K點的FFT處理(其中K取2的整數(shù)次冪值，方便FFT的蝶形運算)，并求模選大找出載波頻率中心位置，此時，FFT頻率估計范圍為采樣頻率的1/M，頻率分辨率為采樣頻率的1/(M×K)倍。FFT的運算過程為：

其中，rk為接收基帶信號，X(k)為FFT處理后的數(shù)據(jù)序列。

其中為了減少FFT運算延時，FFT長度不宜選的過長，本實施例中的FFT處理的K點的值為1024，且FFT處理選用基-4FFT運算器執(zhí)行，基-4FFT運算器的結構如圖2所示。

S2：根據(jù)所述粗估計頻率值對所述MPSK接收信號的數(shù)據(jù)序列進行頻率粗補償，并對頻率粗補償后的數(shù)據(jù)序列再次進行M次方復乘去調(diào)制，然后進行窄帶濾波處理，再進行N倍抽取，最后通過求模后選取其中的最大值得到精細估計頻率值；

具體地，根據(jù)步驟S1中FFT結果進行求模選大(求模后選取其中的最大值)得到粗估計頻率值，對原始數(shù)據(jù)信號序列進行DDS頻率粗補償。

然后，對粗頻率補償后的數(shù)據(jù)序列再次進行M次方復乘去調(diào)制，復乘后的序列進行窄帶濾波處理，再進行N倍抽取，以縮小頻率范圍，進行精細頻率估計和補償。此時窄帶濾波在粗同步后進行，由于前端頻率粗同步已經(jīng)把頻率誤差控制在采樣頻率的1/(M×K)倍以內(nèi)，只需使用一個帶寬小于后端抽取倍數(shù)N的窄帶低通濾波器即可，階數(shù)可選32階，以濾除M次方復乘后的噪聲和雜散，并降低N倍抽取后信號的混疊影響。經(jīng)過N倍抽取，精細頻率同步FFT的鑒頻分辨率縮小為采樣頻率的1/(M×K×N)倍，抽取后的K/N點數(shù)據(jù)后面補齊(K-K/N)個零，以湊齊K點數(shù)據(jù)序列進行精確同步的K點FFT計算，FFT輸出求模選大后得到精細同步頻率估計結果。

其中，窄帶濾波處理時，窄帶濾波的帶寬小于采樣帶寬的1/N。

S3：將所述精細估計頻率值與所述粗估計頻率值進行相加，得到最終的DDS頻率字，并采用該DDS頻率字對輸入的MPSK接收信號進行精確頻率補償。

具體地，將步驟S2中FFT輸出求模選大后的精細同步頻率估計結果加上粗同步頻率估計結果，合并產(chǎn)生出最終頻率估計的DDS頻率字，對外部輸入的MPSK接收信號進行一次性的精確頻率補償。

其中，本實施例中分別采用第一級狀態(tài)機、第二級狀態(tài)機及第三級狀態(tài)機來執(zhí)行上述的步驟S1、S2及S3的流程，使用3級狀態(tài)機實現(xiàn)頻率估計和補償，可以使RAM、FFT、DDS、復數(shù)乘法器等資源在不同狀態(tài)機狀態(tài)下可以分時復用，節(jié)省了程序的資源占用。

具體地，采用第一級狀態(tài)機將獲取的所述MPSK接收信號中的復數(shù)數(shù)據(jù)存儲在RAM中，存儲的長度為FFT的長度，并由所述第一級狀態(tài)機進行調(diào)制處理及求模后選取其中的最大值得到所述粗估計頻率值。

第一級狀態(tài)機將所述粗估計頻率值發(fā)送至所述第二級狀態(tài)機，所述第二級狀態(tài)機讀取RAM中的MPSK接收信號的復數(shù)數(shù)據(jù)并進行頻率粗補償、調(diào)制、窄帶濾波處理、抽取及求模后選取其中的最大值，得到精細估計頻率值。

所述第二級狀態(tài)機將所述精細估計頻率值發(fā)送至所述第三級狀態(tài)機，所述第三級狀態(tài)機采用計算的DDS頻率字對外部輸入的MPSK接收信號進行精確頻率補償。

具體地，本實施例以MPSK中的QPSK解調(diào)為實施例(M為調(diào)制相位點數(shù)，QPSK中M＝4)，設采樣速率為100MHz，調(diào)制信號符號速率為25Msps，采樣頻率為4倍符號速率。如圖3所示，為本發(fā)明方法實現(xiàn)過程示意圖，用3級狀態(tài)機完成程序資源的復用和信號處理，3級狀態(tài)機為流水線處理結構。

步驟(1)：第1級狀態(tài)機(State 1)

首先，對輸入的復數(shù)(I、Q路)數(shù)據(jù)用RAM_1進行存儲，存儲長度為FFT的長度，如這里選用1024點長度。然后用M次方法對RAM讀出的1024點數(shù)據(jù)進行M次復數(shù)乘法，以完成去調(diào)制，恢復調(diào)制載波，這里針對QPSK解調(diào)，M取4。進行4次方復乘后，頻率范圍縮小為采樣頻率的1/4，即頻率檢測范圍為±12.5MHz，經(jīng)過1024點FFT處理，并求模選大求出載波頻率位置，頻率分辨率為25MHz/1024＝24.41KHz。求模選大的結果A1送給狀態(tài)機2進行處理。

步驟(2)：第2級狀態(tài)機(State 2)

接收第1級狀態(tài)機求模選大結果A1進行DDS粗補償頻率字產(chǎn)生，然后再次利用RAM_1讀出原存儲的1024點數(shù)據(jù)結合DDS進行I、Q路頻率粗同步結果補償，頻率誤差在補償后控制在±24.41KHz以內(nèi)。此時對粗頻率補償后的數(shù)據(jù)序列繼續(xù)進行M次方復乘，復乘后的序列需要進行窄帶濾波，再進行64倍抽取，以縮小頻率范圍，進行精細頻率估計和補償。此時的窄帶濾波因為是在粗同步后進行，頻率誤差已經(jīng)控制在0.1％以內(nèi)，只需使用一個要求不高的帶寬為1％(帶寬需小于后端抽取倍數(shù))采樣率的窄帶低通濾波器即可，階數(shù)可選32階，以濾除M次方復乘后的噪聲和雜散，并降低64倍抽取后信號的混疊影響。經(jīng)過64倍抽取，FFT的鑒頻范圍縮小為±12.5M/64＝±195.3KHz，大于和覆蓋粗同步補償后的±24.41KHz頻偏范圍。1024點窄帶濾波數(shù)據(jù)經(jīng)64倍抽取后，抽出點數(shù)為16個點，后面補齊1024-16＝1008個0，以湊齊1024點進行精確同步的1024點FFT計算，此時FFT的頻率分辨率為195.3KHz×2/1024＝381Hz。求模選大后的結果B1送給狀態(tài)機3進行處理。

步驟(3)：第3級狀態(tài)機(State 3)

接收狀態(tài)機2的FFT求模選大精確頻率結果B1，并加上粗同步結果，產(chǎn)生出最終精確頻率估計的DDS頻率字，對外部輸入的信號進行一次性的精確頻率補償，得到同步結果C1。其中“最大指數(shù)乘法器”完成FFT求模選大后的最大值位置乘以DDS相位步進的乘法功能，產(chǎn)生出送給DDS補償頻率的相位控制字，例如DDS相位累積器位寬為32位，前端采用1024點的FFT，則相位步進為232/1024，FFT最大值在第860個點的位置，則經(jīng)最大指數(shù)乘法器后的輸出結果為860×232/1024，此結果作為后端DDS的輸入相位增量控制字?！吧弦粻顟B(tài)最大相位增量值”即為粗頻率估計的最大指數(shù)乘法器輸出值，方法同上?！癐Q補償乘法器”即是對原輸入I、Q路數(shù)據(jù)(RAM1輸出)進行正交頻率補償，以抵消頻率差。

其中，此三級狀態(tài)機所用的資源，如RAM、1024點FFT、DDS、復數(shù)乘法器等在不同狀態(tài)機狀態(tài)下可以分時復用，以降低程序資源的占用率。估計出的頻率精度一次可以達到(采樣頻率÷(M×1024×64))的精確效果，且頻率估計范圍仍保持(采樣頻率÷M)的大帶寬。

該方法采用兩級頻率估計方法，完成頻率的粗估計和精細估計，其中兩級頻率估計的資源占用模塊可以分時復用，第一級使用常規(guī)的FFT頻率估計和補償方法，第二級在第一級粗補償?shù)幕A上進行M次方復乘后的窄帶濾波和N倍抽取，以縮小頻率估計的帶寬，并降低雜散和噪聲，抽取后的結果經(jīng)過補零處理后再次進行FFT精細頻率估計和補償，最終完成MPSK解調(diào)的快速精確頻率同步。本發(fā)明的頻率同步方法資源占用率小，頻率估計精度高，可以適用于連續(xù)和突發(fā)MPSK調(diào)制信號的頻率快速精確估計和補償。

以上所述，僅為本發(fā)明的具體實施方式，但本發(fā)明的保護范圍并不局限于此，任何本領域的技術人員在本發(fā)明揭露的技術范圍內(nèi)，對本發(fā)明所做的變形或替換，都應涵蓋在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護范圍應以所述的權利要求的保護范圍為準。

總結

以上是生活随笔為你收集整理的fft 估计载波频率程序_一种适用于MPSK解调的快速精确频率同步方法与流程的全部內(nèi)容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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