1.基礎知識點

1.1 AC-DC基礎分析

? ? ? 交流轉直流電源功能框圖如圖1所示

圖1

? ? ? ?以最常見的橋式整流電路來歸納總結，常見橋式電路簡圖如圖2所示：

????????圖2

? ? ? ?負載可分成三種情況，電阻負載、電感和電阻負載、電容和電阻負載。

? ? ? ?● 電阻負載

? ? ? ?橋式整流電路計算主要參數如圖3所示（平均輸出電壓和平均輸出電流）：

圖3

???????考慮到電網電壓波動在±10%左右，所以整流二極管最大整流電流和最大反向電壓應該滿足如下要求：

圖4

? ? ? ?● 電感濾波

? ? ? ?圖5為電感濾波簡要示意圖：

圖5

? ? ? ?輸出電壓由直流分量和交流分量綜合所構成，其計算公式如圖6所示：

圖6

????????其中R為電感阻值，RL為負載電阻。由于電感電阻遠小于負載電阻，所以Uo=0.9U2，并且只有當負載阻值遠小于ωL時電感濾波才達到很好的效果。橋式整流電路電感濾波優點：整流二極管的導電角大，峰值電流小，輸出特性較平坦。橋式整流電路電感濾波缺點：存在鐵心，笨重、體積大，易引起電磁干擾，一般只適應于低電壓、大電流的場合。

????????● 電容濾波

????????圖7為電感濾波簡要示意圖：

圖7

????????圖8為電容濾波實際充放電波形以及整流二極管導通角：

圖8

????????把充放電曲線按照直線來計算處理，可按照圖9處理計算：

圖9

????????按照相似三角形原理有如下計算公式：

????????輸出電壓的大小與負載的RC常數有很大關系，當無負載時R趨近無窮大，此時UO=√2U2。當RLC=(3～5)T/2時，UO≈1.2U2。考慮到電網電壓波動在±10%左右，所以整流二極管最大整流電流和最大反向電壓應該滿足如下要求：

????????通過分析整流后充放電波形，當電容容值越大充放電曲線越平緩，濾波效果越好。

電容濾波和電感濾波比較：

????????電容濾波在大電流負載情況下，此時負載阻值很小為達到較好的濾波效果需要使用很大的容值電容，這就對電容選型造成很大影響。

????????電感濾波電路是用電感器構成的一種濾波電路，其濾波效果相當好，只是要求濾波電感的電感量較大，電路的成本比較高。通過電容濾被或電感濾波的分析，直流輸出或多或少仍有波動。在要求較高的場合，為了得到更加平滑的直流，可以采用復式濾波器。

????????● 混合濾波

????????LC濾波、LC π型濾波、RC π型濾波電路圖如圖10所示：

圖10

????????電容濾波器適用負載較大的情況，而電感濾波器適用負載較小的情況，如果把這兩種電路組合起來，就構成了如圖圖b所示的濾波器，它對于一般負載都可以適用。LC π型濾波器是由C濾波器和LC濾波器組合而成，先經C型濾波器濾波，然后再經LC濾波器濾波。所以π型濾波器性能比LC和C型濾波器都要優越，輸出電壓上獲得的電壓將更平滑。此處應注意C1作為第一級濾波電容容值不能太大，過大的容值易造成開機電流過大和充電時間過長，此會造成整流二極管損壞。

????????各種濾波電路的性能比較如圖11所示：

圖11

1.2. 反極型拓撲開關電源(同名buck-boost電源)

????????開關電源分為BUCK、BOOST、BUCK-BOOST三種，如圖12、圖13、圖14所示：

圖12

圖13

圖14

????????BUCK也稱降壓斬波器，其輸出均勻電壓 UO小于輸進電壓Ui，極性相同。降壓公式為Vo=Vi*D。

????????BOOST也稱升壓斬波器，其輸出均勻電壓UO大于輸進電壓Ui，極性相同。升壓公式：Vo= Vi?/ (1-D)。

????????Buck-Boost也稱降壓或升壓斬波器，其輸出均勻電壓UO大于或小于輸進電壓Ui，極性相反。其輸出電壓VO= (-Vi)*(D?/ (1-D))，可通過調整D使得輸出大于或小于輸入電壓。

????????備注：為了防止電感出現磁飽輸入電壓幅秒數要等于輸出電壓幅秒數，以此為基礎進行計算可以很方便對輸出電壓進行計算。

2. 反激式開關電源

????????反激式開關電源是在Buck-Boost基礎上使用帶輔助端的變壓器將輸入端和輸出端進行隔離，并且在輸入端進行電壓調節控制。

????????反激式開關電源也可稱為隔離式Buck-Boost開關電源。

2.1. 反激式開關電源功能模塊

????????反激式開關電源功能模塊框圖如圖15所示：??????

??圖15

2.2. 反激式開關電源構成分析

2.2.1EMI和整流濾波

????????接地處理的EMI濾波器推薦設計如圖16所示：

??圖16

????????無接地措施的產品的EMI濾波器推薦設計如圖17所示：

圖17

????????濾波器EMI傳導典型差模共模等效設計圖如圖18所示：

圖18

????????其中V1和V2為X安規電容放電電阻，以滿足插頭拔除后在1秒鐘內將電壓泄放到24V以下。圖中LCM為共模電感的電感標稱值，兩個LDM為公模電感兩線圈的漏感（未加差模電感時）。

????????如圖19中所示上圖為L和N公模等效濾波電路，下圖為L和N差模等效濾波電路（公模電感等效取消）。

圖19

????????LC和CL濾波電路的截止頻率

????????CLC濾波電路的截止頻率為

????????其中在計算時LCM＞＞LDM，并且Cx＞＞Cy。

????????為滿足傳導測試的CLASSA/B的限值要求，其如圖20所示：

圖20

????????濾波器截止頻率通過實踐數據為10KHZ～50KHZ，其設計的濾波器能通用大部分的運用設計，并且同時要求低于我們的開關電源的最大工作頻率。可按照濾波器截止頻率f = 50K來對電感和濾波電容進行參數確定。

????????在EMI處理前端需要加上保險絲保護電路電流過大，加上壓敏電阻阻止雷擊和浪涌。

2.2.2. 整流濾波

????????此處的整流濾波和最開始講解內容非常相似，兩者的區別是前者是直接對220V交流電進行整流濾波，后者是先將220V交流電變壓器降壓為低壓交流后再整流濾波。

????????常見的整流濾波電路如圖21所示：

圖21

????????采用LC和RC復合濾波電路，依據前面分析結論可得出如下結論：

????????????????VO = 1.2Vi = 1.2*220 = 264V

????????整流二極管的方向耐壓

????????正向電流

（If為變壓器峰值電流）。

????????由于此時電流值比較小為了達到較好的濾波效果可采用mH電感來作為感抗，由于AC輸入端已將高頻信號濾除，并且主要濾除50Hz的整流后的紋波，可將截止頻率范圍設定為1K左右。依據前面分析可知濾波器前端電容為主要濾波電容，為了減小開機時電容充電電流C1需要比C2容值小一些。

2.2.3. 輸入輸出隔離

????????使用帶輔助端的變壓器替換buck-boost中的電感來構成反激式開關電源，常見反激式開關電源變壓器隔離部分如圖22所示：

圖22

????????由上圖中分析可知，變壓器初級作為輸入，初級輔助端和次級作為兩個反向輸出端。由于次級和輔助端電壓為固定的比值，所以通過監控初級輔助端輸出電壓來間接控制輸出電壓。通過對輔助端電壓監控來動態調整初級輸入端的通斷時間，以確保輸出電壓穩定。

RCD緩沖器

????????RCD緩沖器用于消除此振蕩電路，常見的有接地RCD和接正極RCD，如圖23和如圖24所示：

? ? ? ?由于接地RCD中開關管D極電壓是接正極RCD方式電壓的兩倍，在同時間段內會產生更強烈地振蕩現象，所以在實際產品設計中多采用接正極RCD方式。

????????RCD構成的鉗位電路在開關變換器中運用廣泛，RCD參數設計對于變換器性能尤其重要，以圖25反激變換器為例介紹RCD參數定性分析和定量設計。

圖25

????????反激式變換器當開關管導通時，能量存儲在勵磁電感與漏感中，當開關管截止時，存儲在勵磁電感的能量傳遞到副邊，而漏感中的能量無法傳遞到副邊，而是損耗在開關管和 RCD箝位電路上。

????????當C較大時，RC時間常數較大，電容C上，電壓上升緩慢。當C特別大，電容C峰值電壓小于副邊反射電壓，電容C上電壓在副邊反射電壓附近波動，并與電阻R形成死負載。

????????當RC值合適時，開關VS從關斷到開通瞬間，電容C放電接近（N1/N2）*UO。

????????當RC值較小時，RC時間常數較小，在開關VS從關斷到開通瞬間之間，電容C電壓已經放電至（N1/N2）*UO，并停留在此電壓處，這時電阻R形成死負載，降低了效率。

????????上面3種情況充放電波形如下圖26所示：

圖26

????????從抑制電壓尖峰上考慮，箝位電阻R1、箝位電容C1值根據最大輸入電壓設計。從變換器效率設計考慮箝位電阻R1、箝位電容C1值應根據最小輸入電壓最大負載即最大占空比情況選取。否則，隨著占空比D的增大，副邊二極管導通時間縮短，箝位電容上電壓會出現平臺，導致箝位電容成為死負載，箝位電阻消耗勵磁電感的能量，會降低變換器的效率。因此在箝位電路參數設計時，以抑制電壓尖峰為主進行設計，并最終對最大占空比情況下開關管截止結束時的箝位電壓與反射電壓進行比對和驗證。

????????首先，對開關管的漏源擊穿電壓VDSS進行分段，其中VOR+Vspike=Vclamp。因此，VDSS可以分為三段：

輸入的直流電壓值Vin；

主開關管VDSS的裕量VMR；

RCD箝位電路的箝位電壓Vclamp，由副邊反射到原邊的電壓VOR和峰值電壓Vspike組成。VDSS的組成如圖27所示。

圖27

其次，對于以上開關管VDSS的幾部分進行計算：

(1)輸入的直流電壓Vin?

在Vin取值時，以最高輸入電壓值為準。?

(2)主開關管VDSS的裕量VMR

VMR是取開關管VDSS的10%為最小值。?

(3)RCD箝位電路的箝位電壓有效值Vclamp?

Vclamp包括兩部分，副邊反射到原邊的電壓值和漏感產生的尖峰電壓Vspike。漏感產生的尖峰電壓Vspike的大小可以通過箝位電路進行抑制，副邊反射到原邊的電壓VOR是根據輸出端最高電壓VO以及整流二極管導通管壓降VF的最大值計算

所得：VOR=(Vo+VF)×N。開關管的VDSS減去VMR和Vin?max兩項就剩下Vclamp，因此有：Vclamp?=?VDSS-VMR-Vin?max。?

在箝位電路工作過程中，當箝位電容充電時可以看作漏感Ls和箝位電容C1構成串聯諧振，諧振周期為T=2π LsC1。經過1/4諧振周期，箝位電容充電完畢， 充電時間相對于開關周期而言是很短暫的，因此可以近似認為電容C1的放電時間維持整個開關周期。

1)確定箝位電阻R1?

Vclamp=0.9VDSS-Vin?max

箝位電阻消耗的功率為：

????????箝位電路損耗的能量來源于漏感中儲存的能量，以及副邊反射電壓提供的能量，所以箝位電路損耗的功率為：

????????其中Ls是變壓器的漏感，Ipk是原邊電感的峰值電流，Vor是副邊反射到原邊的電壓，f s為開關管的工作頻率。

????????RCD理想設計情況下，一個開關周期中箝位電路的損耗能量完全由箝位電阻消耗，因此有Pr1=Pclamp，可以解出箝位電阻

2) 確定箝位電容C1

????????開關關斷時，存儲在漏感中的能量轉移到電容C1中，所以有：

Ls是變壓器的漏感，I pk是原邊的峰值電流，Vc0是箝位電容 C1的初始電壓值，一般取零。故有：

3) 對R1和C1的驗證

????????為了防止箝位二極管D1導通時箝位電阻成為死負載，在最大占空比下開關管S截止結束時，箝位電壓應大于VOR：

2.2.4. 反相濾波輸出

????????反相輸出電路示意圖如圖28所示：

圖28

????????當開關管關閉時變壓器次級電壓反向使得二極管導通，因輸出端電流較大所以LCπ型濾波電路中電感使用較大電流值的電容。由于電感值較輸入端電感值小很多，為達到較好的紋波濾波衰減效果需要使用較大容值電容，才能達到較好地濾波效果。

????????開關二極管并且的RC器件用于其作用是抑制反向峰值電壓（浪涌電壓）

????????對二極管的影響，以保護二極管耐壓不足不致引起可能的損壞。

????????變壓器次級線圈分布電容會儲存一定電荷，可通過使用小容值電容將冷地（AGND）和熱地連接起來以釋放電容。

總結

以上是生活随笔為你收集整理的反激式开关电源技术归纳（上）的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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