一、分類：
線性穩壓器根據內部電路結構主要分為以下幾類：
NPN、LDO、準LDO、PMOS、NMOS

以下分別是上述幾種穩壓器的電路原理：
（1）NPN架構：

（2）LDO架構：

（3）準LDO架構：

（4）PMOS架構：

（5）NMOS架構：

我們常用的一般是準LDO和PMOS LDO.

二、工作原理：
接下來以LDO為例，來說一下線性穩壓器工作原理：

如上圖所示，LDO由串聯調整管 VT 、取樣電阻 R3 和 R4 、比較放大器 A 組成。

取樣電壓加在比較器 A 的同相輸入端，與加在反相輸入端的基準電壓 Vref相比較，兩者的差值經放大器 A 放大后，控制串聯調整管的壓降，從而穩定輸出電壓。當輸出電壓 Vout 降低時，基準電壓與取樣電壓的差值增加， 比較放大器輸出的驅動電流增加，串聯調整管壓降減小，從而使輸出電壓高。相反，若輸出電壓 Vout 超過所需要的設定值， 比較放大器輸出的前驅動電流減小， 從而使輸出電壓降低。 供電過程中， 輸出電壓校正連續進行， 調整時間只受比較放大器和輸出晶體管回路反應速度的限制。

可調 LDO 和固定輸出的 LDO 的區別就在于 R3 和 R4，可調 LDO 的 R3 和R4 未集成在芯片內部，而要求在外圍電路上添加，根據 R3 和 R4 的比值來設置輸出電壓。固定輸出的 LDO，其 R3 和 R4 是集成在芯片內部的，廠家根據需要的輸出值設定 R3 和 R4 的值。

接下來簡單說一下可調LDO：

可調 LDO 的一般輸出電壓計算公式：
Vout=Vref(1+R2/R1)+ Iadj*R2* ；

Iadj 的值很小，當 R2 的值較小時， IadjR2 值可忽略不計。但如果 R2 值較大，那 IadjR2 的值就不能忽略了。一般穩壓器如 1117系列的 Iadj 典型值在 50uA左右，如果 R2 取值為 2K 時，電壓誤差就達到 0.1V 了。

一般 LDO 的 Vref 值為 1.25V，也有一些會有不同。如 ANACHIP 有一款AP133，其 Vref=0.8V，可用于調節輸出介于 1～1.25V 間的電壓，這是普通 LDO無法做到的。

三、選型注意事項：

1.效率及散熱設計

η＝Pout/Pin=(IoutVout)/(IinVin)=(Iout*V out)/((Iout + Ignd)*Vin)
因為 Ignd 和 Iout 比起來可以忽略不計，因此上式可以近似成：

**η≈Vout/Vin**

可見 LDO 的效率近似等于輸出電壓比上輸入電壓。 因此在選用 LDO 時，一定要注意輸出電壓和輸入電壓的壓差。 在保證輸出電壓穩定的基礎上， 輸入電壓越小效率越高。尤其是在大電流通路上，壓差過大，不但效率太低，還會造成過大的熱量，影響電路的穩定性。

2.線型穩壓器的熱損耗
近似計算公式：
Pdissipation ≈（VIN －VOUT ）× ILOAD

由于結溫的升高會使芯片的壽命變短， 因此我們必須盡可能地降低芯片的結溫，最好是能控制在 80～100℃以內；如果無法做到這點，也至少要做到產品規格書中標稱結溫最大工作溫度的 80％以下。

假定如下條件：封裝為 SOT-223的 1117芯片，結到環境的熱阻為 117℃/W（不加散熱片及通風措施的情況下） ，最大工作結溫為 150℃。假設在40℃的室溫環境下 ,IC 上的最大熱損耗約為：
（150℃×0.8－40℃） / 117 ℃/W＝0.68W

上述為無任何外部散熱的條件下的計算值， 實際應用中印制板上的銅箔會起到散熱片的效果，因此實際能承受的耗散功率比上述計算值會略微大些。

TA=25℃時 各類封裝熱耗散能力參考值：
SOT-223 約 600～700mW
TO-252 約 1.0～1.1W
TO-263/ 220 約 1.1～1.2W
SOT-89 約 300～400mW
SOT-23 約 200 mW
TO-92 約 500mW

知道了熱損耗 PD 和熱阻θJA后，我們就能計算出溫升的近似值，但這個值往往因印制板、 周圍器件、 空氣流動等因素而與實際溫度有差別。 因此要判斷所設計電路的溫升是否能滿足要求， 應以實際測量的溫度值為準。

3.壓降 Vdrop
Vdrop 為在某一輸出電流強度下，輸入輸出壓差的最小值。一般產品規格書上會提供相應的 Vdrop-Iout 曲線。

LDO 在選用時需要留意這個參數，一定要滿足：
Vdrop ＜Vin -Vout

因此在實現 3.3V 轉 2.5V 或 2.5V 轉 1.8V 等輸入輸出壓差比較小的情況時，一定要留意所用 LDO 的 Vdrop 參數是否能滿足上述要求。

4.最小工作電壓和最大輸入電壓
最小工作電壓指為保證穩壓器內部 IC 電路正常工作，輸入電壓需要滿足的最小值。因此在設計時 Vin 除了要滿足 V in －V out ＞V drop 外，還要滿足 V in ＞V 最小工作 。

5.靜態電流
靜態電流指串聯調整管輸出電流為零時，輸入電源提供的穩壓器工作電流，也叫接地電流。靜態電流可以理解為提供以使穩壓器 IC 正常運作的電流，并不直接帶載，因此靜態電流純是損耗，越小越好。

6.輸出電容的選擇
線型穩壓器的輸出電容除用做濾波外，其最重要的功能是輸出穩定補償。因為線型穩壓器是一個反饋系統， 一般是多極點系統， 由于這些極點的存在， 可能使相位裕度低于穩定狀態的容限值，導致輸出回路不穩定，甚至發生自激現象。

為改善相位裕度，通常采用相位補償技術， 在系統內增加零點可以改善相位裕度，改善的效果取決于所增加的零點的頻率位置。輸出回路上所并接的電容， 其 ESR和電容一起能夠起到在系統內增加一個零點的效果， 相對應的零點頻率約為 1/(2πReC)，其中 Re為等效串聯電阻， C 為補償電容容值。 當補償電容選擇不當時，零點對相位裕度的改善不夠，整個回路還是可能不穩定的。

在選擇補償電容時，我們需要著重關注的是電容的 ESR 參數。

一般來說準 LDO 用電解電容做輸出補償電容也能滿足要求，但為了使 ESR盡量小些，要求電解容的容值不小于 47uF，推薦 47uF～100uF；對于輸出小于等于 5V 的電路，耐壓值不小于 10V，推薦 10V～16V，耐壓值選大些是為了使其 ESR 小些。對于 PNP LDO 來說，對 ESR要求會更嚴格些。（現在的穩壓器很多在芯片內部已集成了補償電路，因此對外部補償用的電容 ESR 要求變得不那么嚴格了）在選擇電容時應該參考芯片規格書上關于輸出電容的要求說明和建議參數值。

7.PSRR
PSRR(Power Supply Rejection Ratio)，即電源紋波抑制比， 是反映輸出和輸入頻率相同的條件下， 輸出對輸入紋波抑制能力的交流參數， 采用對數比值， 單位為分貝，基本計算公式為：
PSRR=20log[Ripple (Vin)/Ripple (Vout)]

改善 PSRR的方法：
芯片設計時可以在 LDO 基準的輸出端增加一路低通濾波器。因為內置濾波器會占用較大的芯片尺寸， 因此有些芯片在設計時會將低通濾波器設計在芯片外圍電路上，將基準腳引出來（即 Bypass腳），用于連接基準旁路電容。 增大旁路電容， 有利于減小輸出噪聲 ,提高 LDO 的 PSRR。但旁路電容會對 LDO 輸出電壓上升的速度產生影響，旁路電容值越大，輸出電壓上升速率越慢，在使用時要注意。建議使用陶瓷電容的典型值為 470 pF ～ 1uF 。

8.最小負載電流 (Minimum Load Current)
這個參數是為了保持輸出穩壓狀態，導通管上需要流過的最小電流。如果負載未達到最小負載電流的要求， 則可能導致穩壓器輸出電壓漂浮不定。 這個參數只針對可調穩壓器而言。

對導通管而言，調壓電阻 R3 和R4 也是其負載。因此只要滿足下面式子 LDO 就能保持電壓穩定輸出了：
I R3 +I Load ≥I MiniLoad

當 ILoad =0 時，只要滿足 I R3 ≥I MiniLoad 即可，因此固定輸出的 LDO 在設計時，廠家可以通過調整 R3 和 R4的值來使 IC 內部即能滿足最小負載電流的值， 使用者在設計時無需考慮這個參數。而對可調 LDO 而言，R3 設計在外圍電路，因此就需要我們使用者在設計時考慮這個參數。
需要滿足下式： VREF /R3≥I MiniLoad

一般 VREF 為 1.25V，如果 I MiniLoad 為 10mA，則 R3≤125 歐姆，可選為 120歐姆。根據輸出電壓的要求我們就可以計算出 R2 的值。

一般廠家除了提供最小負載電流的參數外，還會提供推薦的外圍電路參數，方便我們設計時選擇合適的電阻值。

四、設計注意事項：
1.PCB布局
應該嚴格參考Datasheet手冊推薦布局，如下圖所示為PCB上的LDO等效電路圖：
理想的 LDO 版圖設計，應該使 1、2、3、4 這四個環路做到盡可能的小。其中環路1 和環路 2 最重要：
因為環路 1 直接影響 PSRR參數，對輸出紋波影響很大；
環路 2 也會影響輸出紋波， 還會影響補償電容的等效 ESR，因為補償電容的實際等效 ESR＝ESRc +R trace ，當補償電容與整個LDO 的環路變大時， R trace 變大，補償電容的實際等效 ESR 也隨之變大，從而會使整個電路變得不穩定；
環路 3 直接影響輸出紋波；
環路 4 直接影響輸入紋波并間接影響到輸出的紋波，也要重視。

總結

以上是生活随笔為你收集整理的LDO与三端稳压器详解的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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