摘要

本文提出了一款背對背雙開口環型寬帶反射單元，并結合口徑場疊加方法，設計了一款寬帶雙波束-雙模態軌道角動量(OAM)反射陣天線。反射陣單元包含背對背雙開口環型金屬結構、FR-4介質基板、空氣層和金屬地板四部分。背對背雙開口環型金屬結構的多諧振特性有效地展寬了單元帶寬。通過改變單元的空間旋向(0-180度)，該單元獲得了連續360度的反射相移范圍。測試結果表明，該天線在5-8 GHz的頻率范圍內成功地產生了分別攜帶l=+1和l=-1模態OAM的兩個渦旋波束，OAM帶寬為50%，1-dB增益帶寬為33.3%。

01.引言

隨著移動電話、無線局域網、寬帶衛星系統、數字衛星電視等應用的爆炸式增長，人們對無線通信的帶寬和數據傳輸速率的要求越來越高。軌道角動量(OAM)以其理論上擁有無限個正交的本征模態的獨特性質，具有提高頻譜效率和通信容量的潛力，逐漸成為一個新的研究熱點^[1-4]。攜帶軌道角動量(OAM)的渦旋波是一個具有螺旋相位波前的非平面結構。OAM的不同模式之間相互正交，這使得能夠通過對OAM的不同模式進行編碼，在相同頻率上同時傳輸多信道信息^[5]。

近年來，多種類型的OAM天線被相繼提出，如拋物面天線^[5]、螺旋相位板^[6]、陣列天線^[7]、平面波導天線^[8]和行波環形縫隙天線^[9]等。然而，這些天線存在著模式單一、帶寬窄、設計復雜等問題，制約了它們的應用范圍。反射陣天線^[10]結合了陣列天線和拋物面天線優點，具有獨特的電磁波相位調制優勢，非常適合用于產生OAM渦旋波。文獻[11]中提出的天線在5-7.5 GHz的頻率范圍內成功地產生了攜帶l=+2模態OAM的渦旋波束。文獻[12]利用P-B單元設計了一款反射陣天線，在12-18 GHz的頻率范圍內產生了渦旋波束。盡管這些天線具有較寬的OAM帶寬，但是只產生了單一模態的渦旋波束。目前，寬帶多模OAM反射陣天線的研究尚少。

02. 單元設計

(a)

(b)

圖1 單元的結構示意圖

背對背雙開口環型反射單元的結構示意圖如圖1所示。該單元由背對背雙開口環型貼片、1.6 mm厚的FR-4介質基板、空氣層和金屬地板四部分組成，周期為25 mm。其中，背對背雙開口環型貼片是由簡單的開口環結構演化而來的，放置在FR-4介質基板的上表面。在左旋圓極化波照射下，由于背對背雙開口環型貼片在水平方向和垂直方向上的不對稱性，通過調整單元的結構參數，可以實現圓極化單元設計。此外，該單元是一個單層四諧振結構，其多諧振特性可以有效地展寬圓極化帶寬。

利用電磁仿真軟件HFSS分析單元的反射特性。圖2 給出了單元在左旋圓極化波垂直入射的情況下，主極化(左旋圓極化)和交叉極化(右旋圓極化)反射電平的頻率響應曲線。在5-10 GHz的寬頻率范圍內，主極化和交叉極化電平的差值均高于15 dB, 說明該單元為圓極化單元，可以采用單元旋轉調相的方法。圖3 給出了左旋圓極化波入射的情況下，單元在不同頻率下主極化反射相位與單元旋轉角度之間的關系曲線。在5 GHz、6 GHz、7 GHz、8 GHz、9 GHz、10 GHz等頻率時，單元的主極化反射相位和單元旋轉角度之間均存在著近似2:1的線性關系。當頻率發生變化時，移相曲線發生了平移，這說明陣列單元之間的相對相位幾乎不會發生改變。圖4 給出了左旋圓極化波以不同角度斜入射的情況下，單元在6 GHz時的移相曲線。從圖中可以看出，單元對30°以內的斜入射角度不敏感，具有良好的穩定性。

圖2?主極化和交叉極化反射電平的頻率響應曲線

圖3?左旋圓極化波入射的情況下，單元在不同頻率下主極化反射相位與單元旋轉角度之間的關系曲線

圖4?左旋圓極化波以不同角度斜入射時，單元的主極化反射相位與單元旋轉角度之間的關系曲線

03. 反射陣面相位計算公式

圖5 反射陣天線結構示意圖

考慮圖5中所示的坐標系，為了將喇叭天線發出的準球面波經過電磁表面相位補償后反射形成分別指向()方向的k個OAM光束，結合口徑場疊加方法^[13]，電磁表面上的單元所需要的“相位突變”的計算公式如下：

其中，是喇叭天線的相位中心到單元中心位置()之間的距離，是自由空間的傳播常數，是單元在第k個OAM波束的輻射方向的法平面上對應的方位角，是第k個波束攜帶的OAM模態。

04. 天線整體設計

基于背對背雙開口環型寬帶反射單元，這里設計了一款寬帶雙波束-雙模態OAM天線，圖6所示為該天線的示意圖。入射的左旋圓極化平面電磁波經過電磁表面上的各個單元特定的相位補償后,沿著指定的方向反射形成兩個攜帶不同OAM模態的渦旋波束。一個波束攜帶l=+1模態的OAM,并且朝著(20°, 0°)方向傳播；另一波束攜帶l=-1模態的OAM，朝著(20°, 180°)方向傳播。反射陣面的中心工作頻率為6 GHz，單元個數為30×30，口徑面積為75 cm×75 cm，并采用焦徑比為0.8的正饋方式，此時反射陣面的相位分布如圖7所示。

圖6 天線結構示意圖

圖7 反射陣面的相位分布圖

05. 結果與分析仿真結果

利用電磁仿真軟件HFSS對該天線進行了仿真分析。圖8分別給出了每個渦旋波束在6 GHz時的近場電場幅值及相位分布圖。從圖中可以看出，每個渦旋波束都有一個類似“甜甜圈”形狀的環形場強幅值分布，波束中心都存在一個能量極低的“空洞”。相位都呈現單臂螺旋狀分布，相位值繞中心軸從0°連續變化到360°，但變化方向相反，這分別與模態為l=+1和l=-1的渦旋波束特性相符合。

圖9給出了不同頻率各個渦旋波束的近場電場相位的仿真結果。5、6、7和8 GHz時兩個波束的電場相位呈現出旋轉方向相反的單臂螺旋狀分布，說明了該天線在5-8 GHz的寬頻率范圍內成功地產生了分別攜帶l=+1和l=-1模態OAM的兩個渦旋波束。

圖8?6 GHz時每個波束的近場電場特性 (a) l=+1時電場幅值分布 (b) l=-1時電場幅值分布 (c) l=+1時相位分布 (d)l=-1時相位分布

圖9?不同頻率下每個渦旋波束的電場相位分布圖

測試結果

鑒于良好的仿真結果，這里采用印刷電路板(PCB)技術對該天線進行了加工，并在微波暗室中利用平面近場測試系統對該天線進行了測試。圖10所示為微波暗室中的測試示意圖。探針的掃描平面與渦旋波束的輻射方向垂直，可以獲得不同頻率下掃描面內各采樣點的電場幅值和相位數據，然后通過近-遠場變換方法，便可以得到天線的遠場特性。圖11給出了不同頻率下二維遠場增益方向圖的仿真和測試結果。從圖中可以看出，測試結果與仿真結果基本一致，每個光束的中心存在一個幅值凹陷，說明該天線成功地同時生成了兩個指向不同方向的渦旋波束。該天線的遠場測試增益的頻率響應曲線如圖12所示，兩個波束的最大增益值約為22.2 dBic，1-dB 增益帶寬為33.3% (5.4-7.4 GHz)。

圖10?微波暗室中的測試示意圖

圖11不同頻率下的仿真和測試增益方向圖

圖12?遠場測試增益的頻率響應曲線

06. 天線性能比較

表1 給出了這里設計的天線與其他參考文獻的對比。從表中可以看出，該天線的OAM帶寬達到50%，1-dB增益帶寬達33.3%，優于其他參考文獻中的結果。文獻[14]、[15]和[17^]中報道的天線只能產生單一模態的OAM波束，而這里設計的天線可以同時產生兩個不同模態的OAM波束。

07.參考文獻

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本文來自L. Yu, X. Li, Z. Qi, H. Zhu, Y. Huang and Z. Akram, "Wideband Circularly Polarized Dual-Mode Vortex Beams Reflectarray Design Using Dual-Semi-Split-Loop Elements," in?IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, vol. 18, no. 12, pp. 2676-2680, Dec. 2019.

文本校對

總結

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