目錄

• 分類
• • 封裝
  • • 焊線式
    • 覆晶式
  • 開關電源
  • • 三種基本的非隔離開關電源
• 紋波（ripple）
• 開關電源的元件構成
• • 有源開關
  • 肖特基二極管或快恢復二極管
  • • 不使用普通硅二極管的原因
  • 電感
  • 電容
  • 分壓電阻（輸出電壓設置）
• 工作原理
• 工作模式
• • 連續模式（conduction mode CCM）
  • 不連續模式（disconduction mode DCM）
  • 臨界導電模式（boundary conduction mode BCM）
• 效率
• 如何控制關斷BUCK電路
• • MCU控制
  • 機械開關控制
• 開關電源芯片的重要參數
• 常見芯片示例
• • 非同步整流降壓
  • • LM2596
    • MP4560
  • 同步整流降壓
  • • MP2307
    • TPS40057
• 應用
• • STEP DOWN
  • 負電壓
  • FLYBUCK
  • • 示例
  • 改造為buck-boost電路做正電壓升降壓
  • 改造為ZETA電路做正電壓升降壓
• PCB推薦布局
• 設計工具
• • TI
  • MPS
• 常見問題與解決方案

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老師的主頁：唐老師講電賽
相關視頻：
唐老師講DCDC開關電源（第三講）BUCK電路（1）、
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電源大師5——電感式開關電源（BUCK 降壓電路）數據手冊、PCB設計、EMI設計
電源大師6——BUCK 降壓電路降低EMI與EMC設計，開關電源PCB layout寶典

分類

???????同步整流BUCK電路可再并上二極管：
???????在上管開關和下管開關的過渡期間，下管功率MOSFET的體二極管續流電感電流。這個體二極管的正向導通電壓較高。可選的肖特基二極管可并行于SW引腳和GND引腳之間，以改善整體效率。下表列出了肖特基二極管的例子和它們的制造商。

封裝

???????FCOL封裝在電氣與散熱方面都有很好的優點。在FCOL封裝，每個接腳都能為硅晶粒提供良好的熱傳導；且透過適當的PCB布局，每一個接腳從晶粒到PCB傳導的熱能都更多。如此一來，從接面至環境的總熱阻可以大為降低。和相同外形、而內部是焊線式（wire-bond）的封裝相比，覆晶式（FCOL）封裝確能提供較好的散熱能力。

焊線式

???????鍵合金線：半導體封裝用的核心材料，是連接引腳和硅片、傳達電信號的零件，半導體生產中不可或缺的核心材料。只有1/4忽米直徑的超絲線，生產鍵合線需要高強度超精密和耐高溫的技術能力。鍵合線按材質可分為：鍵合金線和鍵合銀線。鍵合金線條是一種具備優異電氣、導熱、機械性能以及化學穩定性極好的內引線材料，主要作為半導體關鍵的封裝材料（鍵合金絲、框架、塑封料、焊錫球、高密度封裝基板、導電膠等）。在LED封裝中起到一個導線連接的作用，將芯片表面電極和支架連接起來，當導通電流時，電流通過金線進入芯片，使芯片發光。鍵合銀線是近兩年來LED，IC行業內出現的替代傳統金線的產品。由于近兩年來黃金價格不斷攀高，用于LED，IC封裝用的金絲價格也不斷增長，于此同時，產品價格卻不斷下降，因此，廉價的替代品——銀合金線，便應時而出(一種鍵合線，具有主要由銅構成的芯以及在芯上形成的涂層，其中所述涂層由熔點高于銅的抗氧化金屬制成，并且該鍵合線每單位截面積的拉伸為0.021%/μm2或更多)。


???????鍵合線帶來了寄生電感：

???????對策：RC緩沖抑制電路
???????見Buck電路|EMI問題對策 —— DAVID
???????添加RC緩沖電路可有效地抑制振鈴現象，同時會造成開關切換損耗的增加。
???????RC緩沖電路應當放置在緊靠開關節點和功率地處。在使用外部MOSFET開關的Buck轉換器中，RC緩沖電路應當直接跨過下橋MOSFET的漏極和源極放置。下圖示范了RC緩沖電路的放置位置。

覆晶式

???????下圖顯示覆晶式（FCOL，Flip-Chip-On-Lead）SOT-23-6封裝的內部結構。（為清楚說明，晶粒以透視圖顯示）硅晶粒的正面透過焊柱直接貼著于導線架，使得熱與電可直接由硅晶粒傳至導線架。焊柱的聯機長度非常短，電阻、電感和雜散電容都明顯地降低，所以$I^{2}R$和開關造成的損耗都因此而降低，同時廢熱也可減少。所有的接腳現在都如同小散熱片，可達降溫效果，所以有更多的熱從封裝傳到PCB，因此而降低晶粒溫度。圖四顯示了同樣消耗0.5W、在FCOL封裝時，該元件的熱模擬。上述熱仿真清楚地顯示在FCOL封裝時，所有接腳的熱傳導更均勻，且在該元件中間接腳的周圍并無形成熱點。

開關電源

(SMPS, Switched-Mode Power Supply)
???????是一種非常高效的電源變換器，其理論值更是接近100%，種類繁多。按拓撲結構分，有Buck，Boost，Buck-Boost，Charge-pump等；按開關控制方式分，有PWM,PFM；按開關管類別分，有BJT，FET，IGBT等。本次討論以數據卡電源管理常用的PWM控制Buck Boost型為主。

三種基本的非隔離開關電源

Buck降壓型電路
???????$Vo=Vin\times D，Vo<Vin$

Boost升壓型電路
???????$Vo=Vin/(1?D)，Vo>Vin$

Buck-Boost升降壓型電路
???????$Vo=Vin\times D/(1?D)$
???????當$D<0.5，Vo<Vin$；當$D>0.5，Vo>Vin$

紋波（ripple）

???????紋波是由于直流穩定電源的電壓波動而造成的一種現象，因為直流穩定電源一般是由交流電源經整流穩壓等環節而形成的，這就不可避免地在直流穩定量中多少帶有一些交流成份，這種疊加在直流穩定量上的交流分量就稱之為紋波。紋波的成分較為復雜，它的形態一般為頻率高于工頻（中國是50Hz）的類似正弦波的諧波，另一種則是寬度很窄的脈沖波。紋波的表示方法可以用有效值或峰值來表示，可以用絕對量，也可以用相對量來表示。例如一個電源工作在穩壓狀態，其輸出為100V/5A，測得紋波的有效值為10mV，這10mV就是紋波的絕對量，而相對量即紋波系數=紋波電壓/輸出電壓=10mV/100V=0.01%，即等于萬分之一。

???????進一步削弱紋波

二級濾波，就是再加一級LC濾波器

???????LC濾波器對噪紋波的抑制作用比較明顯，根據要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容構成濾波電路，一般能夠很好的減小紋波。
???????但是，這種情況下需要考慮反饋比較電壓的采樣點。（如下圖所示）采樣點選在LC濾波器之前（Pa），輸出電壓會降低。因為任何電感都有一個直流電阻，當有電流輸出時，在電感上會有壓降產生，導致電源的輸出電壓降低。而且這個壓降是隨輸出電流變化的。
???????采樣點選在LC濾波器之后（Pb），這樣輸出電壓就是我們所希望得到的電壓。但是這樣在電源系統內部引入了一個電感和一個電容，有可能會導致系統不穩定。關于系統穩定，很多資料有介紹，這里不詳細寫了。
???????對于高頻噪聲，由于頻率高幅值較大，后級濾波雖然有一定作用，但效果不明顯。這方面有專門的研究，簡單的做法是在二極管上并電容C或RC，或串聯電感。

在二極管上并電容C或RC
???????下圖是實際用二極管的等效電路。二極管高速導通截止時，要考慮寄生參數。在二極管反向恢復期間，等效電感和等效電容成為一個RC振蕩器，產生高頻振蕩。為了抑制這種高頻振蕩，需在二極管兩端并聯電容C或RC緩沖網絡。電阻一般取10Ω-100Ω，電容取4.7pF-2.2nF.

???????在二極管上并聯的電容C或者RC，其取值要經過反復試驗才能確定。如果選用不當，反而會造成更嚴重的振蕩。
???????對高頻噪聲要求嚴格的話，可以采用軟開關技術。關于軟開關，有很多書專門介紹。

開關電源的元件構成

以下部分內容摘自《XL401X系列降壓恒壓產品設計指南》、AP2953A數據手冊、AP2961A數據手冊

有源開關

???????一般為三極管、IGBT、NMOS。以后的趨勢是NMOS內置（小電流≤5A）或外置，外置NMOS可以并聯使用。

肖特基二極管或快恢復二極管

???????續流二極管在開關管關閉時有電流通過，形成續流通路；需要選擇肖特基二極管，肖特基二極管VF值越低，轉換效率越高；
???????續流二極管額定電流值大于最大輸出電流，正常工作時平均正向電流可計算如下：
$$I_{DAVG}=I_{OUTMAX}\times \frac{V_{IN}?V_{OUT}}{V_{IN}}$$
???????續流二極管反向耐壓大于最高輸入電壓，建議預留30%以上裕量。
常見型號

不使用普通硅二極管的原因

???????普通硅二極管壓降大，功耗大：

???????高頻下，普通二極管由于結電容大，反向恢復時間慢：
???????GreatScott! 電子基礎＃31：肖特基二極管（機翻字幕介意勿看 請繞道！）—— Dljayman譯

如圖，1kHz內，1N4007工作得非常好：

電感

???????相關知識見【電路補習筆記】3、電感的參數與選型
???????一般情況下，環形鐵硅鋁磁芯的電感比黃白環鐵粉芯的電感效率高5%左右。
???????電感維持一個持續的電流到負載端，電感上的紋波電流是取決于電感值的：
???????大感值減小電流峰-峰值。但是考慮到電感值會增加磁芯面積、導線串聯電阻以及也會減小一定的電流帶載能力，一般來說，電感值基于紋波電流的需求容限來選擇，即按下式：
$$L=\frac{D_{MIN}\times (V_{IN}?V_{OUT})}{f_{SW}{I}_{LOADMAX}{K}_{RIPPLE}}=\frac{V_{OUT}\times (V_{IN}?V_{OUT})}{V_{IN}{f}_{SW}{I}_{LOADMAX}{K}_{RIPPLE}}$$
式中，$V_{IN}$是輸入電壓，$V_{OUT}$為輸出電壓，$f_{SW}$為開關頻率， $I_{LOADMAX}$為最大負載電流，$K_{RIPPLE}$為紋波系數。通常選擇$K_{RIPPLE}$ = 30%使得紋波電流峰-峰值為最大負載的30%左右。
???????電感值確定后，電感電流峰-峰值可按下式計算：
$$I_{LPK?PK}=\frac{V_{OUT}\times (V_{IN}?V_{OUT})}{L\times V_{IN}\times f_{SW}}$$
???????峰值電感電流按下式計算：
$$I_{LPK}=I_{LOADMAX}+\frac{1}{2}{I}_{LPK?PK}$$
???????選擇的電感不能在電流達到$I_{LPK}$時飽和，最大輸出電流可按下式計算：
$$I_{OUTMAX}=I_{LIM}?\frac{1}{2}{I}_{LPK?PK}$$
???????$I_{LIM}$ 為內部限流典型值，如對于AP2961A，電氣特性所示為4.5A
???????電感飽和電流按經驗一般取最小為$1.5\times I_{OUTMAX}$；選用低直流電阻的電感可獲得更高的轉換效率。

電容

???????相關知識見【電路補習筆記】2、電容的參數與選型
???????$C_{IN}$:
??????????????電解電容并陶瓷電容（低成本）
???????為了保證芯片足夠低的輸入紋波電壓，須仔細選擇輸入電容。強烈推薦使用低ESR電容。因為在這個電容上流過的電流變化很大，它的ESR同樣會影響到轉換效率。輸入電容須大于10μF。瓷片電容是首選（X5R或X7R），如果是鉭電容和電解電容需考慮電容選型中額定RMS紋波電流比芯片工作在VOUT/VIN=50%時的RMS紋波電流要大(即大于輸出電流的50%)。輸入電容要盡可能的緊靠IC的IN腳和GND腳，走線也要盡可能的短。在使用鉭電容和電解電容時，如果緊挨IC并聯了一個10μF 瓷片電容，鉭電容或電解電容可放置的遠一些。
???????由于輸入電容吸收輸入開關電流，它需要足夠的紋波電流額定值。輸入電容的RMS電流可以估算：
$$I_{C1}=I_{LOAD}\times \sqrt{\frac{V_{OUT}}{V_{IN}}\times (1?\frac{V_{OUT}}{V_{IN}})}$$
???????最壞的情況發生在$V_{IN}=2V_{OUT}$時，其中$I_{CIN}=I_{LOAD}/2$。 為了簡化，選擇輸入電容器的RMS電流額定值必須高于最大負載電流的一半。輸入電容可以是電解，鉭或瓷片電容。當使用電解或鉭電容器時，一個小型的高品質陶瓷電容，例如 0.1μF，應當盡可能的靠近芯片。在使用陶瓷電容器時，確保他們有足夠的容量，以提供足夠電荷，防止過多的輸入電壓紋波。對于低ESR電容器輸入電壓紋波可以估算(C1 是輸入電容值)：
$$\Delta V_{IN}=\frac{I_{LOAD}}{C1\times f_{SW}}\times \frac{V_{OUT}}{V_{IN}}\times (1?\frac{V_{OUT}}{V_{IN}})$$

???????$C_{OUT}$:
??????????????MLCC\X7R\鉭電容\固態電容并0.1μF的陶瓷電容 （高成本）
??????????????電解電容并0.1μF的陶瓷電容+LC濾波（低成本）

???????輸出電容也需要用低 ESR電容來保持低輸出紋波電壓。輸出紋波電壓可按下式計算：
$$V_{RIPPLE}=I_{OUTMAX}{K}_{RIPPLE}{R}_{ESR}+\frac{V_{IN}}{28f_{SW}^{2}L{C}_{OUT}}$$
式中， $I_{OUTMAX}$是最大輸出電流，$K_{RIPPLE}$為紋波系數（一般取0.2~0.4），$R_{ESR}$為輸出電容的ESR值，$f_{SW}$是開關頻率，L是電感值， $C_{OUT}$為輸出電容值。在使用瓷片電容輸出時，$R_{ESR}$非常小幾乎不產生紋波，因此，瓷片電容的容值可相對低一些。在使用鉭電容或電解電容時， $R_{ESR}$與紋波電流的乘積影響紋波電壓，這時就要選擇足夠低ESR值的電容。對瓷片輸出電容來說一般選擇22μF，對鉭電容或電解電容來說選擇小于50m? ESR的電容。
???????一般來說，一旦電容ESR得到滿足，電容就足以滿足需求。任何電容器的ESR連同其自身容量將為系統產生一個零點，ESR值越大，零點位于的頻率段越低，而陶瓷電容的零點處于一個較高的頻率上，通常可以忽略，是一種上佳的選擇，但與電解電容相比，大容量、高耐壓陶瓷電容會體積較大，成本較高，因此使用0.1uF至1uF的陶瓷電容與低ESR電解電容結合使用是不錯的選擇。
???????(另一種算法)輸出電壓紋波由$\Delta V_{OU{T}_C}$(電容放電引起)和$\Delta V_{OU{T}_{ESR}}$(電容的ESR引起)組成，計算如下：
$$\Delta V_{OU{T}_C}=\frac{K_{RIPPLE}\times I_{OUT}}{8\times f_{SW}\times C_{OUT}}$$
$$\Delta V_{OU{T}_{ESR}}=K_{RIPPLE}\times I_{OUT}\times R_{ESR}$$
$$\Delta V_{OUT}=\Delta V_{OU{T}_C}+\Delta V_{OU{T}_{ESR}}$$
$$V_{COUT}\ge 1.5V_{OUT}$$
???????輸出電容容值及ESR取決于能夠允許的最大輸出電壓紋波和負載電流突變時輸出電壓的最大偏移量；當負載突增時，轉換器需要2至3個時鐘周期來對輸出電壓下降做出反應，在轉換器做出反應之前，輸出電容需要提供突變的負載電流。
???????在合適的輸出電壓下沖需要的最小輸出電容容量計算如下：
$$C_{OUT}>\frac{3\times (I_{OH}?I_{OL})}{f_{SW}\times V_{US}}$$
???????在合適的輸出電壓過沖需要的最小輸出電容容量計算如下：
$$C_{OUT}>\frac{I_{OH}^2?I_{OL}^2}{(V_{OUT}+V_{OS}{)}^2?V_{OUT}^2}\times L$$
???????$I_{OL}$:負載瞬態電流低值；
???????$I_{OH}$:負載瞬態電流高值；
???????$V_{US}$:輸出下沖電壓；
???????$V_{OS}$:輸出過沖電壓。
???????為提高EMI性能，可加入πLC電路：

分壓電阻（輸出電壓設置）

???????可根據輸出電壓來選擇兩個適當比例的反饋電阻$R_{FB1}$和$R_{FB2}$。在$R_{FB1}$上并聯一個電容有助于系統的穩定。通常，$R_{FB2}\approx 10k?$，通過以下方程確定$R_{FB1}$：
$$V_{OUT}\times \frac{R_{FB2}}{R_{FB1}+R_{FB2}}=V_{ref}$$
$$\to R_{FB1}=R_{FB2}\times (\frac{V_{OUT}}{V_{ref}}?1)$$
???????$V_{ref}$為片內運放$V_{+}$

工作原理

BUCK拓撲的精簡模型

???????上圖是簡化之后的BUCK電路主回路。下面分析輸出電壓的產生

K閉合后，D關斷，電流流經L，L是儲能濾波電感，它的作用是在K接通Ton期間限制大電流通過，防止輸入電壓Ui直接加到負載R上，對R進行電壓沖擊，同時把電感電流L轉化成磁能進行能量存儲；與R并聯的C是儲能濾波電容，如此R兩端的電壓在Ton期間是穩定的直流電壓

在K關斷期間Toff，L將產生反電動勢，流過電流IL由反電動勢eL的正極流出，通過負載R，再經過續流二極管D，最后回到反電動勢eL的負極。由于C的儲能穩壓，Toff階段的輸出電壓Uo也是穩定的直流電壓
K閉合時，L兩端有壓降，意味著Uo<Ui，BUCK電路一定是降壓電路

工作過程分析

當K導通時→iL線性增加，D1截止→此時iL和C向負載供電
當iL>$I_O$時，iL向C充電也向負載供電
???????對于MOS作為開關管的BUCK電路：高邊MOS ON（低邊MOS OFF）：電流方向Vin→L→C→Load。此時Vin是電源，給儲能元件充電，并向負載提供電流。

當K關斷時→L通過D形成續流回路，iL向C充電也向負載供電→當iL<$I_O$時，L和C同時向負載供電。若iL減小到0，則D關斷，只有C向負載供電
???????對于MOS作為開關管的BUCK電路：低邊MOS ON（高邊MOS OFF）：電流方向L→C→1oad此時切斷輸入源，由儲能元件L和C釋放能量，向負載提供電流。

$$占空比D=\frac{t_{on}}{t_{on}+t_{off}}=\frac{t_{on}}{T_s}$$
$$開關頻率f_{sw}=1/T_s$$

工作模式

???????由工作過程分析可以得知，iL可能會出現斷流的情況。
???????通常我們把電流連續的模式稱為CCM模式，電流斷續的模式稱為DCM模式。當然也有兩者之間的臨界情況BCM模式
???????下面就將按照以上三種模式對電路做具體的分析。
???????注意：Uo、Io作為輸出電壓、電流，均認為是穩定的直流量。

???????在K關斷期間，iL線性下降，若周期結束即K導通瞬間iL不等于0，則iL呈現左側圖（c）中的波形，電流連續。若K導通之前iL就已經降為0，iL就會呈現斷流的情形，為右側圖（c）的波形。

連續模式（conduction mode CCM）

???????電感電流不會降至零

（通常定義D1為K導通D關斷的時段0到T1占Ts的比例，D2為K關斷D導通的時段T1到T2占Ts的比例）
???????此時D1+D2=1.
???????1式2式相等，可以得到電壓增益比
$$M=\frac{V_O}{V_S}=D1$$
???????由此處可知BUCK電路是一種降壓電路，輸出小于輸入。
???????CCM模式下，電壓增益M就是占空比D1

不連續模式（disconduction mode DCM）

???????電感電流會降至零
???????$T<L/RTs$，同CCM模式相似，同樣可以由1式2式相等，得到$M=Vo/Vs=D1/(D1+D2)$，此時$D1+D2<1$
???????又有$I_O$是iL在Ts內的平均值，即iL等腰三角形面積在Ts時間內的平均值，并且等于$V_O/R$.故有$I_O=[0.5(D1+D2)Ts(Vs?Vo)D1Ts/L]/Ts=V_O/R$，兩式聯合可以解得$$\tau =\frac{L}{RTs}$$
$$M=\frac{V_O}{V_S}=\frac{2}{1+\sqrt{1+\frac{8\tau }{D{1}^2}}}$$
???????DCM模式下，電壓增益M和占空比D1則呈現非線性關系。

臨界導電模式（boundary conduction mode BCM）

???????臨界情況下，M的計算用以上兩種模式下任一種都可以，這里就不做分析了。
???????電流連續與否是由$0.5\Delta iL$和$I_O$的大小關系決定的，調節占空比D1或負載，有可能使工作模式在CCM和DCM模式之間發生轉換。
???????總體上來看，隨著D1的增大M值會增加。

效率

???????一般而言，BUCK電路的損耗可以分為導通狀態下的直流損耗和導通過程中的交流損耗。
???????其中直流損耗主要是指晶體管T和二極管D在直流導通情況下，自身壓降同流過電流的壓降
???????交流損耗則主要集中在開關管T上（不考慮二極管因為其通斷時間很短）。通常在并斷過程中，T上的電流電壓升降是需要時間的，若電流電壓同時上升下降并同時結束則交流損耗最小，，若電流變化結束電壓才開始變化，則整個弁斷時間最長損耗最大，效率也最低。
???????經過計算可得：$E=1/(Po+Pdc+Pac)=Vo/(Vo+1+KVsIoTn/Ts)$，K是個變值

如何控制關斷BUCK電路

MCU控制

MCU直接控制：

使用三極管控制：

使用MOS管控制：
(如2N7002 / Si2302)

機械開關控制

開關電源芯片的重要參數

輸入電壓$U_I$范圍

輸出電壓$U_O$范圍

最大輸出電流大小$I_O$

開關頻率$f_{sw}$

EN腳和FB腳參考電壓

數據手冊的獲取

立創商城

中國ic網

ALLDATASHEET

廠家官網

常見芯片示例

常用品牌：
美國：
???????TI：TPS5420、TPS5430、TPS5450
???????MPS：MP2307、MP4560、MP1593、MP1584
???????ADI
中國臺灣：RICHTEK（臺灣立锜科技）、矽力杰(SILERGY)
中國大陸：芯龍XLSEMI、圣邦微、南芯（多為晶圓倒裝工藝，QFN封裝，對普通DIY用戶不友好）

非同步整流降壓

LM2596

開關管內置：

???????如上圖所示，Vout由R1、R2分壓給FB，$V_{?}=Vo\times \frac{R1}{R1+R2}$，$V_{?}=1.235V$，由運放虛短，$V_{+}=V_{?}$，則$Vo\times \frac{R1}{R1+R2}=1.235V$

MP4560

開關管內置：

???????如上圖所示，Vout由R1、R2分壓給FB，$V_{?}=Vo\times \frac{R2}{R1+R2}$，$V_{+}=0.8V$，由運放虛短，$V_{+}=V_{?}$，則$Vo\times \frac{R2}{R1+R2}=0.8V$

同步整流降壓

MP2307

開關管內置：

TPS40057

開關管外置：

應用

STEP DOWN

負電壓

???????把原正壓穩壓電路的Vo作為用電器的GND，原原正壓穩壓電路的地作為用電器的Vin：

FLYBUCK

???????Flybuck變換器是由同步降壓變換器演變而來，通過給電感加上耦合線圈和Flyback式的副邊電路來產生隔離的電源輸出。
???????Flybuck變換器可以使用多繞組的變壓器來產生多路的隔離輸出
???????一個簡單易用，外部元件少的多路隔離電源設計方案

隔離電源應用
???????隔離式電源是指輸入和輸出電路之間沒有電氣連接，不通直流電流的電源
???????要求電隔離通常是為了滿足一些安全標準，或是為了隔絕地線噪音干擾，或是為了提供負電壓/平移偏置電壓，等等。
應用實例：

開關管驅動的偏置電源
運算放大器偏置電源
給隔離接口供電，如RS-485，CAN等
可編程控制器（PLC）
智能電表

寬輸入電壓Flybuck變換器系列

Flybuck與Flyback（反激式）比較

總結
???????Flybuck變換器提供了靈活便捷的多路隔離電源的解決方案
???????Flybuck變換器作為優異的傳統的反激式變換器替代方案，具有成本效益高，體積小，易于設計使用等優點
???????LM(2)5017/8/9同步降壓穩壓器系列能很好地適用于Flybuck變換器，可支持上至100V的寬輸入電壓范圍
???????LM5017 Flybuck可以實現良好的交叉調節率和高效率的電源設計

示例

非隔離：

隔離：

改造為buck-boost電路做正電壓升降壓

改造為ZETA電路做正電壓升降壓

PCB推薦布局

為了保證IC理想的性能，請按下列內容檢查PCB布局：
1）采用晶圓倒裝工藝的BUCK芯片例如TI的LMR34215
2）采用Ci集成于內部的芯片。TI某款芯片內部集成兩個1nF的Ci
3）排列功器件以減小AC回路面積，包括CIN，VIN腳，SW腳以及肖特基二極管
4）盡可能的將去耦瓷片電容CIN緊挨IN腳和功率地GND（增加通孔或以最寬，最短的路徑返回）。Ci靠近芯片Vi和GND引腳，越近越好，如22UF和100nF，小容量的靠近芯片；Co，如22UF和100nF，大容量的靠近芯片，Vo取樣點放在遠離芯片的那個電容的右側。
5）FB，COMP和ISET的信號GND返回點以單點連接到功率地可獲得最佳抗干擾性能。通過銅箔或一系列通孔連接散熱焊盤到功率地。
6）使用銅箔鋪功率地可獲得最佳的散熱和抗干擾性能。背面走線越少越好，最好全部覆銅到GND。
7）緊挨FB腳放置反饋電阻。FB覆蓋面積越小越好。走線細而短。
8）以最短的走線連接$BS?C_{BS}?SW$回路。
9）電感采用一體成型屏蔽電感，電感兩個引腳間距離盡可能大一些，非一體成型電感最好把GND挖空，一挖到底。還要讓敏感電路和回路遠離電感。特別是VO到FB的走線，特別要避開電感，二極管特別是不能和電感平行。

???????EMI有兩種：傳導EMI和輻射EMI，
???????低噪聲，低電磁輻射PCB設計，PCB設計主要影響是輻射EMI，開關在動作過程中電流里面所產生的高頻分量所產生的噪聲。

???????要保護敏感節點，不受開關噪聲的影響，反饋t點連線要很短，要很細，這樣寄生電容最小，耦合進來的噪聲也最小，分壓電阻放在離反饋管腳最近的地方，模擬地接在一起，然后再和功率地單點接地。

設計工具

TI

MPS

常見問題與解決方案

???????摘自《XL401X系列降壓恒壓產品設計指南 v1.2》

總結

以上是生活随笔為你收集整理的【电路补习笔记】10、电感式开关电源（BUCK 降压电路）的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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