模擬CMOS集成電路設計學習筆記（一）

參考資料：
[1]畢查德?拉扎維. 模擬CMOS集成電路設計[M]. 西安交通大學出版社, 2003.
[2]華中科技大學. 集成電路設計基礎.中國大學慕課.

文章目錄

• 模擬CMOS集成電路設計學習筆記（一）
• 第2章 MOS器件物理基礎
• • 2.1 MOS管結構以及IV特性
  • 2.2 MOS管二階特性
  • 2.3 MOS器件跨導
  • 2.4 MOS器件電容
  • 2.5 MOS小信號模型
  • 2.6 MOS管的本征增益
  • 2.7 大信號與小信號

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第2章 MOS器件物理基礎

2.1 MOS管結構以及IV特性

MOS符號

在(a)(b)中，箭頭方向都是電流的方向，箭頭總是在靠近源極的一側，而載流子總是從源極流向漏極。PMOS器件源極放在頂端，這是因為源極比柵極電位高。 在(c）圖中，小圓圈表示低電平導通（類似于數字電路中取反符號）

MOS管結構

MOS管是四端器件
對于局部襯底，稱之為“阱"

$$L_{eff}=L_{drawn}?2L_D$$

源極定義為提供載流子的終端，而漏定義為收集載流子的終端。
源漏的作用可以互換。

MOS管工作原理

在G端加壓，首先形成耗盡層，可等效為電容C_dep

隨著V_G進一步升高，在柵氧化層下方聚集反型載流子，稱為反型層，也叫載流子溝道。

閾值電壓：假定存在一個臨界值，當$V_G=V_{TH}$時，形成反型層（溝道），漏源極之間導通。

MOS管IV特性

• MOS管一級模型（大信號模型）

• 兩個假設：長溝道器件；平方律模型

• $V_{GS}<V_{TH}$,MOS管不導通

  • 當$V_{GS}>V_{TH}$時，形成導電溝道，開始導通

  定義$V_{OV}=V_{GS}?V_{TH}$為過驅動電壓(overdrive voltage)

• 當$V_{DS}\le V_{GS}?V_{TH}$時，器件工作在三極管區（triode region）

  此時MOS管等效為一個線性電阻

• $V_{DS}\ge V_{GS}?V_{TH}$ ,靠近漏極的反型層夾斷，進入飽和區

  此時MOS管等效為一個VCCS

  溝道長度變短，意味著靠近漏極的絕緣柵下方溝道電荷變為0，出現了一個很強的橫向電場，可以讓電子快速通過。
  此時漏源電流不再取決于夾斷區電子的物理特性，而取決于溝道上的電壓降$V_{GS}?V_{TH}$

• 總結

增大$V_G$，溝道不再夾斷，MOS管進入線性區
增大$V_D$，溝道開始夾斷，MOS管進入飽和區

2.2 MOS管二階特性

體效應（背柵效應）：源極和襯底之間電勢差$V_{SB}$對閾值電壓的大小有影響。

$V_{SB}=0$時，$V_{TH0}$為閾值電壓
$V_{TH}=V_{TH0}+\gamma (\sqrt{|2{\Phi }_F+V_{SB}|})$

溝長調制效應

夾斷區中，$X_d$是漏源電壓的函數，$I_D$隨著$V_{DS}$改變，這個現象稱為溝長調制效應
定義溝長調制系數$\lambda$

亞閾值導通效應

在一級模型中，我們假設當$V_{GS}<V_{TH}時晶體管突然關斷。$
事實上，當$V_{GS}<V_{TH}$時，晶體管中仍存在一個小電流
小電流的$I_{D}vs.V_{GS}$特性從平方關系轉換為指數關系

是否考慮亞閾值導通效應的對比圖：

2.3 MOS器件跨導

工作在飽和區的MOS管可以等價為VCCS，輸出電流僅由柵源電壓控制。

將小信號柵電壓與漏電流聯系起來的參數叫做跨導（$g_m$)
跨導就是MOS管在工作點上根據大信號I-V公式的微分

2.4 MOS器件電容

電容充放電需要時間，會導致信號出現惡化（產生一定的延時）

符號定義：$C_{OV}$ 單位寬度電容

分類電容

柵和溝道之間的氧化層電容	$C_1$
襯底和溝道之間的耗盡層電容	$C_2$
柵和源、漏極的覆蓋而產生的電容	$C_3{C}_4$
源、漏區與襯底之間的結電容	$C_5{C}_6$

== 除了D和S之間，其余任意兩端口之間都存在電容 ==

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以下是不同工作區域的MOSFET各端子之間的電容

截止區的電容

$C_{GB}$是由氧化層電容和耗盡層電容串聯得到的
$C_{GS}$ 、$C_{GD}$則對應$C_3$、$C_4$

線性區的三個電容

因為D和S電位近似相等，因此柵-溝道電容被柵源和柵漏平分（因為如果柵電壓發生變化，電荷是由源和漏各提供 $\frac{1}{2}$，而不是由襯底提供的）

飽和區的三個電容

因為溝道中間出現夾斷，導致柵氧化層中垂直電場沿著溝道方向不均勻，G與D之間不直接連通，電位不同。因此$C_{GS}$與$C_{GD}$不同。

$C_{GB}$在三極管區和飽和區通常被忽略，是因為反型層在柵和襯底之間起到屏蔽作用（電荷的變化量由源和漏（或者源）提供，而不是襯底）

匯總圖

2.5 MOS小信號模型

大信號模型：平方律特性+與電壓有關的電容
小信號模型是工作點附近大信號模型的線性近似。
當信號對偏置影響小時，就可以使用小信號模型簡化計算。

基本MOS小信號模型

考慮溝長調制效應的修正模型

3. 考慮背柵效應的小信號模型



4. 低頻下MOS管完整的小信號模型

5. 加入電容的MOS管小信號模型

• MOS管的特征頻率$f_T$
  
  

減小溝道長度，特征頻率$f_T$增加，工作頻率范圍隨之擴大
$V_{GS}$越大，特征頻率越高

思考題

在計算MOS管特征頻率時，為何只考慮$C_{GS}$,而沒考慮$C_{GD}$？

$C_{GB}$ 是柵氧化層電容$C_1$和導電溝道下方耗盡層電容$C_2$的串聯。請問隨著$V_{GS}$的變化$C_{GB}$如何變化？
答：當$V_{GS}<V_{TH}$時，$C_{GB}=C_1//C_2$,當溝道導通時，可以認為$C_{GB}=0$

共源極放大器電路中輸入電容包括哪些？

2.6 MOS管的本征增益

電源負載共源極放大器的小信號增益

如果$R_D=\infty$，$A_v=?g_m{r}_0$
稱為晶體管的“本征增益”，是一個MOS管可以達到的最高增益。
對于理想的長溝道器件，$r_0\to \infty ,本征增益\to \infty$。

MOS管和BJT管的本征增益

2.7 大信號與小信號

大信號：即直流信號，為MOS管提供合適的偏置，讓MOS管工作在合適的區域
小信號：即可近似認為不會影響偏置的交流信號

大信號分析（DC分析）：確定偏置電流，靜態工作點和電壓擺幅。
小信號分析（AC分析）：得到電壓增益，小信號輸入和輸出電阻。

大信號保證MOS管工作在飽和區，取某一個直流工作點，才可以得出小信號特性，否則沒有小信號模型中的參數值。

總結

以上是生活随笔為你收集整理的模拟CMOS集成电路设计学习笔记（一）的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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