什么是傳輸線

最簡單的傳輸線由一對導體構成，把信號以電磁波的形式從一端送到另一端。
比如，PCB上的走線、雙絞線、同軸電纜等。
下圖為傳輸線結構的示意圖，兩個導體中一個稱為“信號路徑”，另一個稱為“參考路徑”或“返回路徑”。兩個導體構成了電磁波能夠向前傳播的物理環境。
當傳輸線上施加信號時，隨著信號向前傳播，沿空間分布的電場和磁場也發生變化，信號能量以電磁波的形式傳輸到末端。變化的電場和磁場產生電流，外在的表現就像電流在發送端從信號路徑流入，然后從參考路徑回流到發送端一樣，這也是參考路徑被稱為返回路徑的原因。

傳統的電路理論中，電流從一個導體流入，從地線或地平面流回，即認為電流回流的部分是接地的。
但在傳輸線結構中，構成傳輸線參考路徑的導體，并不一定是接地的，不論這個導體是接電源VCC、接地GND、孤立的導體還是其他網絡屬性，都能構成信號傳輸（或者說電磁波傳輸）的環境。而對于電磁波，只要適合傳輸的環境就能傳播，電磁波不會考慮金屬導體是不是接地。

信號的傳輸方式

當變化的電壓（或電流）施加到傳輸線上的瞬間，構成傳輸線的兩個導體之間形成變化的電場和磁場，以電磁波的形式向前傳播。在傳輸線的各個局部位置出現電場和磁場的變化，并伴隨著電荷積聚（壓縮）和流動，將產生變化的電壓和電流。
這一過程沿傳輸線的前進速度構成傳輸線的介質中的電磁波速度（介質中的光速），可以把傳輸線各電電壓電流變化看成是電磁波傳播的外在表現。
傳輸線上的信號電壓就像“浪頭”一樣，以介質中的光速快速向前傳播，在信號傳輸的某一瞬間。傳輸線上只有某一區域內存在電壓變化，隨著時間的推移，這一區域也向前推進，如下圖所示。

傳輸線上信號的傳輸是一個瞬態的過程，每一個瞬間信號電壓的“浪頭”所在位置不同，感受到的“環境”也可能不同，因此，傳輸線局部環境變化，如阻抗變化，會影響信號的行為，并最終反映到信號的電壓波形中。

信號向前傳播速度取決于電場和磁場建立的速度，這和傳輸線周圍的介質特性有關，取決于介質的介電常數和磁導率，關系式為：

如果介質不是鐵磁性材料，介質磁導率ur=1，介質中信號的速度簡化為

制造PCB的常用板材介電常數通常在4左右，比如，普通的FR4類板材介電常數介于4~5，高速板材介電常數介于3 ~4，
這樣可以得到一個很有用的近似估計，PCB上信號的傳播速度約為

如果傳輸線有18inch長，那么信號需要3ns才能傳輸到末端。
如下圖所示互連結構，驅動器發出信號后，經過1ns信號傳輸到接收器1，此時接收器2和3感覺不到信號的存在，經過2ns接收器2才接收到信號，而末端的接收器3仍然感覺不到信號的存在。

傳輸線的返回電流

按照傳統的電路理論，電流流到互連線的末端，然后從另一條路徑回流，才能形成電流回路。
如果傳輸線無線長，信號電壓施加到傳輸線上后，那么是否會有電流回流呢？

上圖中，給一段傳輸線加載一個脈沖信號，傳輸線非常長，而且末端開路。測量加載信號之后，一小段時間內信號路徑和返回路徑的電流情況。
下圖顯示了信號路徑和返回路徑上不同時刻的電流大小。

當信號剛剛加載到傳輸線上的瞬間，兩條路徑上就都產生了電流，但是此時信號剛剛進入傳輸線，尚未到達傳輸線末端，并不清楚末端什么情況。
因此，電流回流的建立并不是電流先流到末端的連接從返回路徑流回。當信號電壓施加在傳輸線入口的瞬間，信號路徑和參考路徑之間產生電位差，同時伴隨著電荷的積聚，從而產生電流，這類似于電容的充電。
在信號向前傳播過程中，傳輸線上的各個位置依次重復這一過程，不斷有電流產生。隨著信號的傳播，產生電流的位置不斷前移，所以即使信號沒有到達末端，或者即使末端開路，電流同樣存在。
從這一過程也可以看出，返回路徑是否為“地”無關緊要，即使是一段懸空的銅皮同樣也會有電荷的積聚并產生電流。

傳輸線的分布電容

被介質包圍的任何兩個導體，如果積聚不同極性的電荷，就會存在電位差。
對于一定的電位差，兩個導體能積聚電荷量的多少反映了導體系統存儲電荷的能量。
電容就是用于描述這一能力的參量，表示單位伏特電壓情況下導體存儲多少庫侖電荷，即：

其中，電容C單位法拉，電荷Q單位庫侖，電壓V單位伏特。
電容僅僅于導體分布及周圍介質特性有關，一旦導體系統結構確定了，電容也隨之確定。
不論導體是什么形狀，都會存在電容，導體的形狀可能會影響電容的大小，但不決定電容的有無。

當存在當存在多個導體時，兩兩之間都存在電容，下圖顯示的是PCB上兩條走線的情況

當PCB走線向前行進時，每走一步都能感受到電容的存在。對于高速信號來說，我們必須關注信號傳輸的每個瞬間發生了什么，因此，走線上各個微小區域的電容情況才是我們關心的對象。

單位長度電容

PCB上常見的傳輸線通常是由走線和平面構成，走線和平面之間存在電容。
信號電壓形成的浪頭斜坡在空間上占據一定的長度，這個空間內電壓是變化的，變化的電壓在電容上會產生電流。
如果傳輸線很長，浪頭占據的空間長度只是整個傳輸線長度的一小部分，那么信號傳輸的每個瞬間感受到的電容只是整個傳輸線電容的一小部分。
如果傳輸線橫截面形狀不變，可以使用單位長度電容來表示電容參數。
這是由于這種特殊的傳輸線結構中，電磁波近似為均勻平面波，可近似認為兩個導體之間的電場和磁場沿傳輸線的方向沒有分量，電場的方向由一個導體指向另一個導體，如下圖所示。
如果把傳輸線分成若干小段，每小段電容都相等，總的電容就是所有小段電容的疊加。這樣總電容就和長度成比例，因此，可以使用單位長度電容來計算電容量。

對于常用的FR4板材，6mil線寬，如下圖所示層疊結構，阻抗約為50Ω。
表層走線的單位長度電容約為3pF/Inch
內層走線的單位長度電容約為3.5pF/Inch
內層走線的單位長度電容稍高于表層走線。

使用單位長度電容來正確表征傳輸線的電容效應重要的前提是：
電場沿傳輸線的方向沒有分量，也就是電磁波的傳播可以近似為均勻平面波。

介電常數、等效介電常數

電容的大小和導體周圍介質的特性有關。
如果當兩個導體周圍填充的介質為空氣時，電容為Cair，把空氣換成另一種介質后兩導體間電容變為Csub，
那么這種新的介質的介電常數為

通常所說的介質的介電常數實際上是一種相對介電常數，表征的是與空氣相比這種介質會使電容量改變多少。
所有的介質都使用相對介電常數來表示這種特性，因此常常省略“相對”一詞，簡稱為介電常數。
如果一種介質的介電常數為4，說明相對空氣來說，換上這種介質后會使導體間電容增加到原來的4倍。
介電常數是物質本身的固有特性，和物質的大小無關，但和介質的組成成分有關。

PCB加工常用的板材一般都是玻璃纖維編織結構和樹脂混合壓制而成的，玻璃纖維和樹脂的介電常數不同，因此，板材所表現出來的介電常數實際上是這兩種介質的某種平均后的結果，板材介電常數的大小與樹脂和玻璃纖維含量的比例有關。
PCB加工過程中使用的板材分PP和Core兩種，
Core是已經固化的兩面為銅箔的板材，加工PCB的時候Core中樹脂和玻璃纖維的相對含量可以認為不變，因此介電常數相對穩定。
PP（半固化片）在加工PCB過程中樹脂會由于高溫而融化，在壓合過程中可能樹脂的含量也會有變化，因此，PCB加工完成后PP的介電常數與加工過程有關。

導體周圍填充的是均勻介質的時候，導體感受到的介電常數就是介質的介電常數。
如果周圍填充的介質是非均勻介質的時候，那么導體感受到的介電常數和兩種的特性都有關。此時可以使用等效介電常數。
例如PCB上的表層走線，走線的一邊是空氣，另一邊是PCB板材，因此表層走線感受到的等效介電常數就小于板材的介電常數（大約3.4左右）。

傳輸線的分布電感

電感表示的是變化的磁場在周圍導體上能產生感應電動勢的特性。
如果導體上有電流，導體周圍會產生磁場，磁場可以認為是由許多“磁力線”構成。
當電流穿過與其垂直的某一平面時，在該平面內激起一個磁漩渦，形成許多閉合的環形磁力線，電流稱為磁場的漩渦源。磁力線方向滿足右手螺旋法則，電流方向與磁力線方向如下圖所示。

描述磁場的基本物理量為磁感應強度（也稱磁通密度，相當于電場中的E），電流越大，磁感應強度越大，電流與磁感應強度之間為線性關系。
設想有一個和磁力線垂直的平面區域，如何描述穿過這個區域的磁場的多少？描述這一問題的物理量稱為磁通量（韋伯Wb）。
磁通量和磁場強度之間是線性關系，進而磁通量和電流之間也是線性關系。
如果導體上電流發送變化，導體周圍的磁場也發送變化，和磁力線垂直的平面內穿過的磁通量也發送變化。
變化的磁場會在它周圍的導體上產生感應電動勢。感應電動勢的大小和磁通變化率有關。

其中，e表示感應電動勢，$?$表示磁通量。
這樣產生磁場的電流I和感應電動勢e之間通過磁通量建立了聯系，只要能確定電流I和磁通量之間的線性關系，就能完全描述這種磁感應現象。
定義電感為磁通量和電流之間的線性比例因子

電感是電路結構本身固有的特性，一旦電路結構確定了，電感也隨之確定。

當導體中的電流變化時，圍繞導體的磁場也發送變化。
根據電磁感應原理，變化的磁場會在其圍繞的導體內產生感應電動勢（承載電流導體周圍的導體），承載電流的導體本身也處于磁場內，因此變化的磁場在導體本身也會產生感應電動勢，這就是導體的自感。
下圖中導體1電流變化引起磁場變化，圍繞這個導體的磁通量變化量，即穿過半平面1的磁通量變化量，在導體1上引起感應電動勢。
如果電流從0變化到I1，磁通量從0變化到$?$ 1，那么導體的自感可表示為

另一方面，當磁場變化時，圍繞在導體2周圍的磁通量也發送變化，變化量即穿過半平面2的磁通變化量，因此，導體2上也產生感應電動勢，這種關系可用互感表示。
由于導體1產生的磁通量只有部分穿過半平面2，這部分磁通量表示為$?$ 2，則互感表示為

有了自感和互感的概念，就可以計算出當導體1上電流變化$\Delta$i1時，兩導體上產生的感應電動勢大小，分別為

當信號沿PCB走線向前行進時，每走一步都能感受到電感的存在。
整個走線的電感量并不是我們關心的對象，各個“微小區段”的電感量才是我們關心的對象。

回路電感

對于傳輸線，必須把信號路徑和返回路徑作為一個整體看待，信號電流和返回電流同時存在，它們構成了一個完整的電流回路。
因此，分析傳輸線使用回路電感更方便。傳輸線回路電感可以用信號路徑和返回路徑的自感和互感來表示：

信號電流跟返回電流方向相反，產生的磁力線方向相反，所以對彼此產生的磁力線是互相抵消的，所以互感對于回路電感是抵消的作用。
影響回路電感大小最重要的一項是信號路徑和返回路徑之間的互感Lm，互感Lm越大，回路電感越小。
考慮兩個圓桿之間的互感，如果兩個圓桿之間的鐘信距為d，圓桿的長度為l，當l>>d時，
互感可近似表示為

兩個圓桿之間的距離越大，互感Lm越小，回路電感就越大。
這就是為什么信號的返回路徑在參考平面中正好位于信號路徑正下方，因為這樣信號路徑跟返回路徑距離最近，互感最大，回路電感最小。

單位長度電感

PCB上走線和相鄰平面構成的傳輸線結構，電磁波近似為均勻平面波，磁場沿傳輸線的方向沒有分量，下圖顯示了電流和磁場間的關系。
當信號電流向右流動時，磁力線在垂直于電流方向的平面內環繞電流，磁場方向垂直于紙面并進入紙面。
如果把傳輸線劃分成許多小段（每小段包含信號路徑和返回路徑），長度為$\Delta$Z。
只要得到各小段的回路電感，那么從電感的角度傳輸線可以等效成多個電感串聯的形式。

$\Delta$Z越長，該區間內信號路徑和返回路徑構成的區域面積越大，磁通量也越大。
磁通量和$\Delta$Z區域面積呈線性關系，進而和長度$\Delta$Z也呈線性關系。
如果單位長度電感為L，長度$\Delta$Z的傳輸線回路電感就等于$\Delta$Z*L。

FR4板材上6 mil線寬走線，下圖所示層疊結構，阻抗約為50Ω。
表層走線單位長度電感約為每英寸7.5nH
內層走線單位長度電感約為每英寸9nH
內層走線單位長度電感稍高于表層走線

電報方程

L為單位長度電感，C為單位長度電容，Z為傳輸線上空間位置
電壓形式的電報方程：

電流形式的電報方程：

傳輸線上各點電壓可以表示為兩個分量的疊加，如下圖所示

表示向前傳播的信號

表示向后傳播的信號

如果傳輸線是均勻的，則沿著Z方向傳輸的結構始終不變，那么電壓中反向傳輸的分量不存在。
如果在某一點處兩側的傳輸線結構發送變化，就會產生這個后向傳輸的分量。

瞬態阻抗與特性阻抗

傳輸線上某一點處的電壓和電流比值表示在這個位置感受到的阻抗。信號每走一步都會遇到一個阻抗，如果傳輸線不是均勻的，信號在各個位置感受到的阻抗可能不同，因此這是一種瞬態阻抗。
如果傳輸線是均勻的，信號無論走到什么位置感受到的阻抗都是相同的，那么用一個阻抗值就可以表示整個傳輸線的阻抗特性，這個阻抗值稱為傳輸線的特性阻抗，Z0
傳輸線的特性阻抗可以用單位長度電感和單位長度電容表示，

通常我們說的50Ω阻抗控制就是指特性阻抗。
只有均勻傳輸線才有特性阻抗，如果傳輸線非均勻，例如下圖所示的走線線寬不斷變化，那么信號在這個傳輸線上傳輸到不同位置時感受到的瞬態阻抗不同，因此沒有特性阻抗。

實際的傳輸線，由于各種因素的影響不可能是嚴格均勻的，但只要這種阻抗波動很小，我們依然可以用特性阻抗近似表示傳輸線的整體特性。

影響特性阻抗的因素

根據傳輸線的特性阻抗表達式，任何影響傳輸線單位長度電感和單位長度電容的因素都會影響傳輸線的特性阻抗。
影響特性阻抗的因素主要有以下4種：線寬、介質厚度、介電常數、走線的銅箔厚度。

線寬的影響

線寬變化會影響單位長度電感，矩形走線的自感可近似表示為

其中，l為走線長度，w為線寬，t為銅箔厚度。
當l>>w+t時，電感大小主要由

決定。
線寬越大，電感就越大。線寬越大，電流就越分散，電感就越小。
線寬越小，電流越集中，電感越大。

線寬變化會影響單位長度電容。線寬越大，走線和平面之間的電力線越多地集中在介質區域，單位長度電容也越大。
如下圖平板電容參數和電容量關系，平板導體的面積越大，電容越大。

如果其他3個影響因素都確定不變，線寬越大，單位長度電感越小，單位長度電容越大，因而特性阻抗就越小。

介質厚度的影響

介質厚度增大時，兩導體的間距加大，互感Lm減小，單位長度電感就會增加。
同時，根據平板電容特性，間距增加，電容減小。因而介質厚度增大最終的結果導致傳輸線特性阻抗增大。

介電常數的影響

如果傳輸線橫截面的尺寸不變，介電常數不同時，會影響傳輸線的單位長度電容和特性阻抗。
單位長度電感和介電常數無關。
介電常數越大，單位電容越大，特性阻抗越小。

銅箔厚度的影響

根據走線的銅箔厚度也會影響電感和電容。
由上述可知，電感大小主要由

決定，銅箔厚度t增大，電感減小。
另一方面，當銅箔厚度t增大時，由于邊緣場的影響，電容增大。
因此走線的銅箔厚度越大，特性阻抗越小。

參考平面

參考平面是信號完整性種經常用到的概念。
回顧傳輸線的構成，傳輸線包含“信號路徑”和“參考路徑”兩部分，“參考平面”實際上指，與走線處于不同層，以平面形式出現的“參考路徑”。
PCB上信號沿傳輸線向前傳輸時，電力線起始于信號走線，終結于參考平面，信號線和參考平面構成了電磁波向前傳播的物理環境。
下圖顯示了表層微帶線和內層帶狀線場分布。
對于表層走線，相鄰平面只可能有一個，信號走線和相鄰平面構成了完整的傳輸線結構，只有一個參考平面。
對于內層走線，電力線終結于兩個相鄰平面，信號走線和兩個相鄰平面一起構成了完整的傳輸線結構，因此內層走線有兩個參考平面

位于不同層，且與信號走線重疊的平面導體，都可以和信號線一起構成傳輸線結構，這和平面導體的網絡性質無關，
無論這個平面導體網絡是GND、VCC還是孤立的不連續任何網絡的銅皮。
參考平面還有其他作用，比如，承載返回電流及阻抗控制等，但最根本的作用還是構成傳輸線。

返回電流的分布

返回電流并不是均勻分布在整個參考平面內。
表層微帶線：
表層微帶線參考平面上的返回電流和信號電流大小相等，
假設信號電流I0，參考平面張不同位置處的電流密度滿足下面的關系：

其中，I0表示信號電流，h表示走線和參考平面之間的介質厚度，d表示評估位置和走線中點的水平距離。
參考平面返回電流分布如下圖所示

走線的正下方返回電流的密度最大，越向外擴展，返回電流密度越小。

內層帶狀線：
對于帶狀線，相鄰的兩個參考平面內都存在返回電流，每個平面內返回電流的分布依然滿足上述規律，
參考平面內返回電流集中于走線正下方和正上方。

返回電流分布在兩個平面，總地返回電流一定等于信號電流。
那么兩個平面各自分擔多大的返回電流？
如下圖例子，走線和正下方平面間距固定為10mil，改變走線上方平面和走線的間距H，
當H取不同值時測量并計算上方平面返回電流占總返回電流的比例。

當H=40mil時，上方返回電流占比20%，下方占比80%，與上下兩平面與走線的間距成反比。
可以看出，電流在上下平面上是按比例分配的，電流大小和層疊厚度成反比，平面與走線之間間距越大，分配的電流越小，相應的和走線較近的平面就會分配更多的返回電流。

返回電流不僅僅存在于參考平面內，與走線同層附近的走線、平面等銅箔上同樣存在返回電流。
下圖顯示了微帶線兩側存在大片銅皮，而且銅皮與走線邊緣距離等于線寬的情況下，各部分返回電流情況

可以看出，返回電流大部分從參考平面返回，走線兩側的銅皮返回電流只占總電流的很小一部分，當兩側銅皮與走線間距加大時，其承載的返回電流更小。

傳輸線的延時

信號需要經過一段時間才能從一端傳送到另一端，因而信號的傳送會有一定的延遲。
信號的傳播速度可以表示為

信號速度還可以用傳輸線的單位長度電感和單位長度電容C表示

傳輸線的延時可由走線長度與信號傳播速度的比值得到

為了區別真空中的光速c和單位電容C，通常將真空中光速改寫為C0，將信號傳播速度和阻抗關系式聯合構成方程組

變形后可以得到單位長度電感L和長度電容C表達式

可以看出，如果介電常數相同，阻抗控制相同，那么走線的單位長度電容和電感也相同。

趨膚效應

高頻電流流過導體時，電流會趨向于導體表面分布，越接近導體表面電流密度越大。
這種現象稱為趨膚效應。

趨膚效應產生的根源在于電磁波很難穿透像銅這樣的良性導體，電磁波進入良性導體后很快衰減為0.

高頻時我們關心的是電流會集中在導體表面內多深的范圍內。電磁波場強振幅衰減到表面場強1/e深度稱為趨膚深度$\delta$

對于銅導體來說，

趨膚深度可簡單地表示為

頻率為1GHZ，趨膚深度約為2.1um，約為0.08mil，遠小于PCB上銅走線地厚度。
下圖顯示了銅導體上趨膚深度和頻率地關系。大約6Mhz多一點趨膚深度開始小于1mil。

直流電阻、交流電阻、傳到損耗

導體本身存在直流電阻，電阻地大小和過流面積有關。
直流情況下，電流均勻分布在導體的橫截面內，過流面積即橫截面積，單位長度直流電阻可表示為

其中，$\sigma$表示電導率，A表示過流面積。銅的電導率為5.8X10^7 S/m。

高頻時，由于趨膚效應電流趨向于導體表面分布，相當于過流面積減小，因此交流電阻大于直流電阻。
不同頻率時趨膚深度不同，等效過流面積不同，因此交流電阻是和頻率有關的函數，交流電阻可表示為

其中，$\delta$(f)表示與頻率有關的趨膚深度，p表示導體橫截面的周長。

趨膚效應使導體的交流電阻增大，因此也增大了高頻信號損耗，這種損耗是一種傳導性損耗。損耗越大，傳輸過程中信號的衰減也越大，。

對于矩形走線，周長可表示為

其中，w表示線寬，t表示銅厚。
所以線寬越寬，周長越大，R0越小，進而趨膚效應產生衰減也越小。
寬走線有利于減小傳輸線的損耗

鄰近效應

50Ω阻抗控制的PCB板上，信號線和參考平面之間的間距較小，高頻電流會進一步重新分布。
信號線上的高頻電流集中分布在靠近參考平面的一側，而參考平面上的高頻電流也靠近信號線分布，這種現象稱為“鄰近效應”。
下圖顯示了表層微帶線的高頻電流分布情況。

當信號線距離參考平面非常遠時，兩者幾乎不會互相影響。

表面粗糙度

實際上導體的表面并非絕對光滑的，例如PCB上所用的銅箔，表面存在很多小的突起，下圖顯示了PCB切片中信號線和銅平面的橫街面放大圖，銅導體的表面有很多毛刺。
即使所用的原始銅箔材料表面很光滑，但在PCB加工過程中為例增加銅箔與板材之間的結合力，還要對銅箔表面進行處理，這將導致銅箔表面更加粗糙。
表面粗糙度通常使用表面突起高度的均方根（RMS）來衡量。加工PCB常用的銅箔RMS值大約在0.3~5.8um。
對于銅導體來說，頻率為1Ghz時，趨膚深度約為2.1um，這與銅箔的表面粗糙度RMS值相當，此時粗糙的表面會顯著增加信號的損耗。
如果

下圖顯示了4中不同粗糙度情況下導體的損耗情況

當信號速率速率較低時，由于噪聲余量較大，損耗并不是主要的考慮因素，因此不太關注表面粗糙度的影響。
但當信號速率較高時，必須關注表面粗糙度的影響，尤其在鏈路較長且信號衰減很多情況下，更要注意銅箔的表面粗糙度。
在設計PCB時，認真了解所用的銅箔是哪種類型，在保證加工安全的情況下盡量選用粗糙度較小的銅箔，以獲得更好的性能。

介質損耗

除了銅箔本身由于趨膚效應和粗糙表面產生損耗外，構成板材的介質本身也會產生損耗，這種損耗主要和介質的極化有關。
帶電粒子在外加電場的作用下受到作用力，作用力的大小和電場強度以及電荷大小有關。
到店物質中存在大量可以自由移動的電荷，在外加電場作用下形成電流。
介質中的帶電粒子被束縛在分子中（不同于導體有很多自由移動電荷），電場作用力僅僅會使其產生微觀的位移，導致正負電荷沿電場方向規則排列，這種現象稱為介質的極化
分子是由帶正負電的原子核與帶負電的電子構成，如果正負電荷的中心重合，稱為非極性分子，如果正負電荷中心不重合，稱為極性分子。沒有外加電場的情況下，物質并不表現出極性。

對于極性分子，當外加電場后，在電場力的作用下，極性分子正負電荷的排列方向發生變化，如下圖所示，這種極化稱為“取向極化”。
為了扭轉分子的“取向”，需要做功，因此消耗了一部分能量。當外加電場不斷變化時，電場不斷“拖動”分子改變其“取向”，不斷消耗能量，產生介質損耗。

對于非極性分子，當施加外電場后，在電場力的作用下，正負電荷沿電場方向發生位移，負電荷沿反方向發生位移，正負電荷的中心不再重合，變成有極性的分子，如下圖所示。

這種極化稱為“位移極化”。使電荷產生位移也需要做功，因此也會消耗能量。
當外加電場不斷變化時，電場不斷拉動分子內電荷使其產生位移，不斷消耗能量，因而也產生介質損耗。

除了這兩種極化消耗能量，造成介質損耗外，介質也有少量自由移動的電荷，在外電場的作用下，形成極小的漏電流。
對于漏電流，介質就像是一個電阻。但通常情況下漏電流非常小，由此產生的損耗遠小于介質極化產生的損耗。
在Gbps以上速率的信號互連中，如果鏈路很長，介質損耗造成的衰減成為主要因素，此時選用低介質損耗的板材就尤為重要。

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整理自《信號完整性揭秘》

總結

以上是生活随笔為你收集整理的传输线的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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