增強的UF-OFDM

用于長延遲多徑衰落環境

Hiroto Kuriki，Keiichi Mizutani，Takeshi Matsumura和Hiroshi Harada

京都大學信息學研究科，日本京都市左京區吉田本町，606-8501

電子郵件：kuriki@dco.cce.i.kyoto-u.ac.jp

{mizutani，takeshi.matsumura，hiroshi.harada}@i.kyoto-u.ac.jp

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摘 要：在本文中，我們提出了一種增強型通用濾波正交頻分復用（eUF-OFDM）以實現低帶外發射（OOBE），同時在長時延多徑衰落環境下通過結合使用循環前綴（CP）和具有短轉換時間的濾波器實現高質量通信。與傳統OFDM相比，所提出的eUF-OFDM可以將信道邊緣處的OOBE抑制25dB。 此外，所提出的eUF-OFDM改善了要實現的信噪比（SNR），與在長時延多徑衰落移動環境下的常規UF-OFDM相比，塊誤碼率（BLER）= 10?-3時SNR減少了1.3dB。

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I.?介紹

第五代移動通信（5G）系統的研究和開發已經在全球范圍內進行[1] - [4]。5G系統不僅發展為第四代通信（4G）蜂窩網絡的演進系統，而且還發展成為各種應用的基礎系統，例如物聯網（IoT）和觸覺互聯網。在5G系統中，與4G系統相比，需要更有效地使用有限的頻率資源以實現頻譜效率的顯著提高。正交頻分復用（OFDM）被應用為波形，在包括高級長期演進（LTE）[5]和全球微波接入互操作性（WiMAX）[6]的4G系統中以及無線局域網絡（WLAN）系統[7]。OFDM是一種多載波傳輸方案，可提高上一代通信系統的數據速率。然而，OFDM的帶外發射（OOBE）不足以低到滿足5G系統對頻譜效率的要求[8]。因此，針對5G系統的一些新的波形，例如通用濾波OFDM（UF-OFDM）[9]，濾波OFDM（f-OFDM）[10]，濾波器組多載波（FBMC）[11]和通用時域加窗OFDM（UTW-OFDM）[12]被提出來。

預期UF-OFDM通過將所有子載波劃分為若干個子帶并單獨濾波每個子帶來有效地抑制OOBE。結果，UF-OFDM可以實現5G系統所需的高頻譜效率。通過用濾波器轉換代替循環前綴（CP），UF-OFDM也可以提高抗時頻不對齊的魯棒性。同時，在5G系統中，6 GHz以上的更高頻帶，例如毫米波（毫米波）頻帶，為超高數據速率通信開辟了機會; 然而，由于較高的路徑損耗，它們的覆蓋范圍限于特定的小尺寸小區（例如，毫微微小區和微微小區）。因此，6GHz以下的傳統頻帶仍然被組合用于相對較低的數據速率通信，例如控制信息傳輸，以允許在大范圍小區中穩定運行。通常，大范圍小區系統存在由長時延多徑衰落引起的問題。因此，UF-OFDM應該具有對大范圍小區中的長延遲多徑衰落的部署。

克服長時延多徑衰落的最一般方式是保護間隔（GI）的擴展。在UF-OFDM中，通過使用具有長轉換時間的濾波器可以容易地擴展GI的有效長度，但是簡單地擴展濾波器時間響應會引起RF性能的一些主要問題。首先，由于濾波器響應在頻域中的主瓣變窄，所以濾波器時間響應的擴展導致每個子帶中的子載波之間的頻率響應不平衡。這導致接收機中每個子帶中的子載波之間的信噪比（SNR）不平衡，并且塊誤碼率（BLER）特性惡化。其次，這種不平衡可以通過在發射機處應用頻域中的濾波器脈沖響應的預失真（PD）來補償，而此過程惡化峰均功率比（PAPR）特性和OOBE降低性能。

在本文中，我們提出了一種增強的UF-OFDM（eUF-OFDM）[13]來減輕長時延多徑衰落的影響，而不會由于長過渡時間的濾波器而導致通信質量下降。所提出的eUF-OFDM可以在保證長時延多徑衰落下的通信質量的同時，通過結合使用CP和短時過渡時間濾波器，實現低OOBE。

第二節說明了常規UF-OFDM的發射機和接收機結構以及在長時延多徑衰落下的通信質量惡化機制。在第三節中，提出了eUF-OFDM以減輕長時延多徑衰落的影響，并通過計算機仿真評估了OOBE降低性能，PAPR特性和BLER特性。最后，本文在第四節中得出結論。

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II.?傳統的UF-OFDM系統

A. UF - OFDM 的發射機和接收機體系結構

UF-OFDM是使用副載波之間的正交性的多載波通信技術之一。與OFDM相比，UF-OFDM可以通過對每個子帶應用濾波操作來減少OOBE，例如一組連續的子載波。因此，UF-OFDM可顯著提高頻譜效率，并被提出為5G系統的新波形之一。

圖1顯示了UF-OFDM發射機架構。通過假設K個子載波被劃分為B個子帶，即每個子帶具有K0?= K/B個子載波，UF-OFDM第m個傳輸信號Sm∈C（N + LF - 1）× 1，可以用以下公式來表示；

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其中0 ≤ p ＜ N，0 ≤ q ＜ K0?。另外，N（≥ K）表示離散傅里葉逆變換（IDFT）的輸出長度，LF表示濾波器時間響應長度。Xm，k表示第m個信號的第k個子載波的復數信號，Vi-1∈CN × K0 是第i個子帶的IDFT矩陣。Fi∈C（N + LF - 1）× N表示一個托普利茨矩陣，它是第i個子帶的線性卷積濾波器。

圖2顯示出了單位符號中的UF-OFDM傳輸信號的實部波形和濾波器轉換時間。在UF-OFDM中，濾波器轉換時間被用作GI而不是OFDM的CP。因此，為了使UF-OFDM和OFDM實現相同的傳輸速率，必須將濾波器時間響應長度LF設置為LGI+1，其中LGI是OFDM的CP長度。然而L’GI?= （LF -1）/ 2表示的UF-OFDM的有效GI長度只是濾波器轉換時間的一半，即OFDM的CP長度的一半。

UF-OFDM可以采用基于快速傅里葉變換（FFT）的接收機。在接收器處，對接收到的零填充之后的時域信號執行 2N點FFT。然后，根據子載波映射從FFT輸出中拾取K個映射的復數數據子載波。這些副載波（第m個信號的副載波表示為xm∈CK × 1）可以用信道沖激響應hm∈C（N + LF - 1）× 1以及時域中的nm∈C（N + LF - 1）× 1加性高斯白噪聲來表示；

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其中0 ≤ p ＜ 2N，0 ≤ q ＜ K。在這里a*b表示向量a，b的卷積。rm∈C（N + LF - 1）× 1，rZPm∈C2N × 1，V∈CK × 2N分別表示收到的時域信號向量，零填充后的接收信號矢量，2N點FFT矩陣(包括數據副載波的選擇)。另外，0P × Q是一個P × Q的零矩陣。最后，頻域均衡（FDE）被執行到以及OFDM。而且，為了補償由濾波操作引起的幅度和相位變化，FDE或濾波器脈沖響應的PD必須分別在接收機或發射機處的UF-OFDM中執行。這里，PD意味著將濾波器頻率響應的倒數與發射機處進行IDFT之前的符號相乘。

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B.?UF-OFDM在長時延多徑衰落環境下的通信質量惡化機理

在諸如超高頻（UHF）頻帶的低頻帶中，無線電波的傳播距離更長，并且與毫米波波段等高頻帶相比，無線電波容易反射和衍射。因此，長時延多徑衰落惡化了低頻帶中的通信質量。UF-OFDM可以使用濾波器轉換時間而不是CP來減少延遲波的影響。因此，為了克服長時延多徑衰落，濾波器轉換時間應該被設置為足夠長的時間以消除多徑的最大延遲。然而，隨著時間響應變長，濾波器的主瓣在頻域中變窄。當具有擴展轉換時間的濾波器被應用于UF-OFDM時，子載波之間的功率不平衡在每個子帶中產生并且被視為附加噪聲，因此接收器處的信噪比（SNR）惡化。這種功率不平衡可以通過發射機頻域中的濾波器脈沖響應的PD來補償。但是，這個過程會降低PAPR和OOBE特性。此外，有效GI長度只是OFDM的CP長度的一半，因此，在長時延多徑衰落環境中，UF-OFDM的通信質量下降。

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III.?提出的增強型UF-OFDM系統

在本文中，我們提出使用CP和短轉換濾波器組合的eUF-OFDM。提出的eUF-OFDM具有足夠長的GI長度以克服長時延多徑衰落，而不使用具有會導致在II-B部分中描述的問題的長過渡時間的濾波器。

A.發射機架構

圖3顯示了所提出的eUF-OFDM發射機的框圖。圖4顯示了在所提出的eUF-OFDM系統中的每個子帶的傳輸信號生成的概況。首先，在IDFT之后，將CP添加到每個子帶的時域信號的開始部分。CP是原始時域信號的最后部分的復制，如圖4（a）所示，并且LCP的CP長度為LGI?-（LF?- 1）。其次，濾波器被卷積到子帶信號，如圖4（b）所示。這里，使用的濾波器轉換時間LF應設置為足夠短的時間以防止功率不平衡。最后，所提出的eUF-OFDM的傳輸信號通過對所有傳輸信號求和而生成。因此，eUF-OFDM的GI的有效GI長度為L’GI = LCP +（LF?- 1）/ 2 = LGI?- （LF?- 1）。

IDFT矩陣包括第i個CP插入的子帶，Vi’-1∈C（N + LCP）× K0被定義為

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其中0 ≤ p ＜ N，0 ≤ q ＜ K0?。eUF-OFDM的第m個符號的傳輸信號sm’∈CN + LGI可通過濾波卷積矩陣（Fi’∈C（N + LGI）×（N + LCP））生成；

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B. 接收機架構

圖5顯示了所提出的eUF-OFDM接收機的框圖。如圖6所示，在所提出的eUF-OFDM接收機中，可以在時域處理之后再執行2-N點FFT。首先如圖6（a）所示，接收時域信號的開始部分LCP被去除以減小延遲波的影響。然而將CP相加到原始的UF-OFDM信號中時，由于濾波器的瞬態響應的滲透使得誤碼率特性惡化。之后，將剩余信號的前部減去信號波形最后長為LF?- 1部分的波形，如圖6（b）所示。這些過程之后，時域中第m個符號rmTP∈C（N + LF-1）× 1可以被表述為

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其中IP×Q是一個P×Q的單位矩陣。rm’∈C（N + LGI）× 1，R∈C（N + LF-1）× （N + LGI），S∈C（N + LF-1）× （N + LGI）分別表示接收到的時域信號向量，CP去除矩陣以及濾波器瞬態去除矩陣。之后零填充和FFT被執行到相減信號rmTP和這些解調子載波，x’m∈CK × 1可以被表示為，

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rm’ZP∈C2N × 1表示零填充之后的接收信號。

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C. 帶外減排性能

所提出的eUF-OFDM的OOBE性能通過使用LTE下行共享信道的帶寬為5.0MHz的參數的計算機仿真來評估，如表1所示。在仿真中，擴展CP模式用于克服長時延多徑衰落。因此，傳統的UF-OFDM使用129個樣點作為濾波器轉換時間，使得傳輸速率等于擴展LTE的CP模式。相反，所提出的eUF-OFDM使用37個樣點作為濾波器轉換時間，92個樣點用于CP。

圖7顯示出了OFDM，傳統的UF-OFDM和提出的具有QPSK調制的eUF-OFDM的相對功率譜密度（RPSD）。分辨率帶寬和過采樣因子分別設置為100kHz和4。如圖7（a）所示，如果沒有PD，eUF-OFDM可以在2.5MHz偏移頻率處（即信道邊緣）將OFDM的RPSD降低25dB。

另一方面，由于濾波器在頻域中具有窄主瓣，傳統的UF-OFDM的RPSD相對于OFDM減少40dB，相對于eUF-OFDM減少15dB。圖7（b）顯示，提出的具有PD的eUF-OFDM與沒有PD的eUF-OFDM的OOBE參數相同。具有PD的傳統UF-OFDM的OOBE參數略高于沒有PD的情況。

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D. 峰均功率比特征

PAPR被定義為，

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其中，x(n)是時域中的發射OFDM信號樣本，E[·]表示期望值。其中PAPR特性通過互補累積分布函數（CCDF）來評估的。高于任意閾值PAPR0的PAPR對應的CCDF可以被定義為，

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其中Pr[·]表示概率。

圖8顯示了OFDM的PAPR的CCDF以及常規的UF-OFDM和提出的具有QPSK調制的eUF-OFDM傳輸信號。傳輸信號參數如表1所示，過采樣因子設為4。由于具有長過渡時間的濾波器引起的平均信號功率的降低，沒有PD的傳統UF-OFDM的PAPR特性比OFDM差1.2dB。此外，PD導致PAPR特性衰減0.5dB。另一方面，所提出的eUF-OFDM可以相對于具有和不具有PD的常規UF-OFDM，將PAPR特性分別提高1.5dB和1.0dB。這個結果反映出使用具有短轉換時間的濾波器的eUF-OFDM不會影響平均功率。

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E.?塊錯誤率特征

所提出的eUF-OFDM的BLER特性通過利用LTE下行鏈路參數的計算機仿真來評估，以檢查長延遲多徑衰落中的實用性。表1中所示的傳輸信號參數用于仿真。表II列出了其他BLER模擬參數。擴展典型城市（ETU）模型[14]被用作大尺寸小區（長達幾公里）中的長時延多徑衰落模型，最大多普勒頻率在2.5GHz載波頻率處被設置為70Hz，作為假定的速度為30.24公里/小時。ETU模型在某些極端城市，郊區和農村地區具有大幅延遲價差，適合在美國進行評估嚴重的多徑衰落環境。ETU模型的最大延遲時間為5.0μs，優于LTE系統中正常CP模式的GI長度。因此，在ETU模型中需要使用擴展CP模式的性能評估。在擴展CP模式下，有效OFDM，傳統UF-OFDM和提出的eUF-OFDM的GI長度分別為16.7，8.3和14.3μs。LTE的參考信號被用于接收器處的信道均衡。通過參考信號的估計信道之間的線性插值來執行資源要素(Resource ?elements)的信道估計。

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圖9（a），（b）和（c）分別顯示出了當調制方案被設置為QPSK，16QAM和64QAM時的BLER特性。針對常規UF-OFDM和所提議的eUF-OFDM，對具有和不具有PD的兩種情況進行評估。在QPSK，16QAM和64QAM的情況下，沒有PD的傳統UF-OFDM增加SNR以實現BLER = 10-3與OFDM相比橫坐標分別增加5.5，7.8和6.1dB。另外，帶有PD的傳統的UF-OFDM增加SNR以實現(塊誤碼率)BLER = 10 -3?與OFDM相比橫坐標分別增加了1.3，1.7和2.3dB。在有和沒有PD的情況下，BLER由于長時延多徑衰落而惡化，因為傳統UF-OFDM的有效GI長度僅為OFDM的CP長度的一半。另外，由于非平坦頻率響應導致的每個子帶中的功率不平衡導致在沒有PD的情況下BLER的顯著惡化。另一方面，由于所提出的eUF-OFDM具有足夠長的GI長度以克服長時延多徑衰落，而不使用具有長轉換時間的濾波器導致功率失衡。這些結果表明，所提出的eUF-OFDM可以實現低OOBE，同時在長時延多徑衰落環境下保持高通信質量。

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IV.?結論

在本文中，我們提出了一種使用CP和短轉換時間濾波器的eUF-OFDM，以緩解常規UF-OFDM在長延遲多徑衰落環境下的通信質量惡化。所提出的eUF-OFDM通過使用LTE下行鏈路參數在具有長時延多徑衰落的移動通信環境中通過計算機模擬進行評估。已證實，與OFDM相比，所提出的eUF-OFDM可以將信道邊緣處的OOBE抑制25dB。此外，在有PD的情況下，所提出的eUF-OFDM可以改善使用具有長過渡時間的濾波器的傳統UF-OFDM的PAPR特性，使其增加1.5dB。最后，證實了與在長延遲多徑衰落環境中具有PD的傳統UF-OFDM相比，所提出的eUF-OFDM使SNR增加了 1.3dB(在實現BLER = 10 -3的情況下)。這些結果表明與傳統的UF-OFDM相比，所提出的eUF-OFDM允許在低傳輸OOBE的條件下，有更有效的頻譜資源的使用和更穩定的通信以及足夠的接收機靈敏度。

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總結

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